随着传统能源短缺和环境问题加剧,大规模可再生能源发电受到了广泛关注。我国在大力发展大规模离岸风电场发电以及其他多种形式的直流电源,如光伏电源、电化学电池储能和燃料电池电源等。然而,受限于电力系统的消纳能力,以及可再生能源发电间歇性、随机性的特点,传统电网在接纳大规模可再生能源方面越来越受到制约,而建立直流电网是解决这一问题的有效途径[1-6]。含高频变压器磁耦合的大功率电力电子变压器可以实现大规模直流电能的灵活传输和控制,同时保证系统两侧的电气隔离,与高压直流断路器、直流电缆、直流换流阀等成为构建直流电网的核心装备。其中,高频变压器可以实现两侧电气隔离和电压等级变换,是制造磁耦合电力电子变压器的关键环节[3-9]。

提高工作频率可以有效减小变压器的体积。然而,高频下与变压器结构、尺寸、媒质参数等密切相关的寄生参数可能会对变压器的运行特性及其与两侧电力电子变换装置的相互作用产生影响,因而引起了广泛关注[7]。在寄生参数的作用下,变压器的电压与电流传输比将随频率发生变化,可能导致高频下变压器无法实现预期的电压、电流变换[10-17]。然而,由于高频变压器内部电磁能量相互耦合,各寄生参数相互依存且相互制约,要清楚地认识高频变压器电压、电流传输特性的变化规律极为困难。

在国外,美国莱特州立大学基于低频磁模型研究了当频率较低、变压器磁耦合起主要作用时,变压器的电压与电流传输特性[10]。韩国成均馆大 学[11]、克罗地亚萨格勒布大学[12]、美国马里兰大 学[13]等单位先后基于外部试验测量的方法研究了当频率较高,需要考虑电容效应时变压器的电压传输特性。在国内,中国科学院、电子科技大学、华北电力大学、海军工程大学等单位分别从探测信号增益、宽带网络接入增益、传导电磁骚扰传播等不同维度研究了寄生参数作用下变压器的电压传输特性[14-17]。上述研究主要通过实验测量的手段分析变压器传输特性的变化规律,难以揭示寄生参数对传输特性的影响机理;而且高频变压器所带的负载不同可能会进一步影响电压、电流传输特性,目前鲜见相关报道。

本文对高频变压器在空载、短路及负载情况下的电压、电流传输特性进行了研究。通过建立高频变压器等效模型,获得了不同负载情况下的电压、电流传输函数,进而揭示了寄生参数、负载与传输特性谐振频率间的关联关系,并通过一台20kHz高频变压器进行了实验验证。此外,考虑到实际应用于电力电子变压器的高频变压器所带负载情况比较复杂,讨论了高频变压器在传输不同功率、带不同功率因数负载等工况下电压、电流传输比的变化规律,对于在工程中认识和掌握高频变压器的传输特性具有一定意义。

从磁特性来看,高频变压器可表示为一个变比为n的理想变压器,以及描述磁芯磁特性的励磁支路(含励磁电感Lm和磁芯损耗等效电阻Rm)和描述绕组磁特性的漏磁支路(含一、二次绕组内阻抗Zs1、Zs2和介质中漏感Ls0)。从电容效应来看,一个高频变压器可看作一个4端子器件,其与大地一起构成了一个5端子系统,需要采用10个电容参数完整描述变压器的电容特性,宽频机理模型如图1(a)所示[7]。

实际上,如果高频变压器各绕组端子间的电气

图1 高频变压器模型 Fig. 1 HF transformer models.

连接不变,从外部等效的角度考虑可认为流入、流出一次绕组端子1-2的电流相等,流入、流出二次绕组3-4的电流相等。此时,可以将图1(a)所示的宽频机理模型转换为图1(b)所示的二端口等效模型。具体来说,将宽频机理模型对应的5端子系统等效为一个分别以1-2和3-4为端口的双端口网络,同时将0端子封禁,则可得到两个模型电容参数间的转换关系：

另外,为进一步简化电路,把宽频机理模型一次绕组内阻抗Zs1归算到二次侧,则可将漏磁支路转化为由绕组总电阻Rs和漏感Ls表示的串联支路：

\({{n}^{2}}{{Z}_{\text{s1}}}+{{Z}_{\text{s2}}}+\text{j}\omega {{L}_{\text{s0}}}={{R}_{\text{s}}}+\text{j}\omega {{L}_{\text{s}}}\) (2)

宽频机理模型可以反映高频变压器内部的电磁耦合特性,适用于优化设计;与之相比,二端口等效模型参数由15个减少为7个,且模型结构更加紧凑,适用于高频变压器一次和二次绕组端口的电压、电流特性分析。本文主要采用二端口等效模型研究高频变压器的电压、电流传输特性。

基于二端口等效模型分析高频变压器带负载情况下的电压、电流传输函数。假设高频变压器二次绕组带负载,其对应导纳为yd,负载两端电压为Ud,流过电流为Id,如图1(b)所示。考虑到二端口模型由磁模型与电容模型通过端子并联得到,可以通过分析磁模型与电容模型的Y参数矩阵,得到整个二端口网络的Y参数矩阵,进而得到高频变压器的电压、电流传输函数。

在磁模型中,励磁支路导纳和漏磁支路导纳可分别表示为yl和ym：

\(\left\{ \begin{align} {{y}_{l}}=\frac{1}{{{R}_{\text{s}}}+\text{j}\omega {{L}_{\text{s}}}} \\ {{y}_{m}}=\frac{1}{{{R}_{\text{m}}}}+\frac{1}{\text{j}\omega {{L}_{\text{m}}}} \\ \end{align} \right.\) (3)

于是,磁模型的Y参数矩阵可表示为YM：

在电容模型中,负载相当于使寄生电容Cs对应的导纳由jω Cs变为jω Cs  yd。于是,电容模型的Y参数矩阵可表示为

由于磁模型与电容模型通过端子并联,整个模型的Y参数矩阵可表示为

通过式(6)可得高频变压器带负载情况下的电压传输函数Hud和电流传输函数Hid：

\({{H}_{ud}}=\frac{{{U}_{d}}}{{{U}_{1}}}=-\frac{{{{{Y}'}}_{21}}}{{{{{Y}'}}_{22}}}\text{=}-\frac{{{Y}_{21}}}{{{Y}_{22}}\text{+}{{y}_{d}}}\) (7)

\({{H}_{id}}=\frac{{{I}_{1}}}{{{I}_{d}}}=-\frac{{{{{\Delta }'}}_{\text{ }Y}}}{{{y}_{d}}{{{{Y}'}}_{21}}}=-\frac{{{Y}_{11}}}{{{Y}_{12}}}+\frac{Y_{12}^{2}-{{Y}_{11}}{{Y}_{22}}}{{{y}_{d}}{{Y}_{12}}}\) (8)

式中 Δ'Y = Y'11Y'22 - Y'12Y'21。

为方便与绕组匝比n进行比较,这里Hud为负载电压Ud与输入电压U1之比,而Hid为输入电流I1与负载电流Id之比。

式(7)、(8)分别给出了高频变压器带负载的电压、电流传输函数,据此可以分析高频变压器传输特性的变化规律,并揭示寄生参数、负载与传输特性谐振频率间的关联关系。

高频变压器二次侧空载时,相当于负载导纳yd=0,基于式(7)可得空载电压传输函数Hu：

\({{H}_{u}}={{H}_{ud}}{{|}_{{{y}_{d}}=0}}=-\frac{{{Y}_{21}}}{{{Y}_{22}}}=\frac{n{{y}_{l}}+j\omega {{C}_{ps}}}{{{y}_{l}}+j\omega ({{C}_{s}}+{{C}_{ps}})}\) (9)

高频变压器二次侧短路时,相当于负载导纳yd → ,基于式(8)可得短路电流传输函数Hi：

\({{H}_{i}}={{H}_{id}}{{|}_{{{y}_{d}}\to \infty }}=-\frac{{{Y}_{11}}}{{{Y}_{12}}}=\frac{{{n}^{2}}{{y}_{l}}+j\omega ({{C}_{p}}+{{C}_{ps}})}{n{{y}_{l}}+j\omega {{C}_{ps}}}\) (10)

注意到与变压器漏磁支路导纳相比,归算到同

一侧的励磁支路导纳可以忽略,即ym = n2yl。

通过式(9)、(10)可以看到,在低频段有 | Hu | → n,| Hi | → n,即高频变压器的空载电压传输比和短路电流传输比均为绕组匝比n。然而,随着频率的提高,在寄生参数的影响下,Hu和Hi将随频率发生变化,并出现了谐振点。Hu的极点频率fu和Hi的零点频率fi分别为

此外,Hu和Hi有共同的谐振频率fh,具体表达式为

\({{f}_{h}}=\frac{1}{2\pi \sqrt{\frac{{{L}_{s}}{{C}_{ps}}}{n}}}\) (12)

比较fu、fi和fh有：

本文将高频变压器二次侧作为高压侧(n  1)。考虑到高压侧绕组匝数大于低压侧,归算到同一侧的高压绕组电容将大于低压绕组电容,即n2Cs  Cp。据此,通过式(13)可得fu ; fi且fu ; fh,即Hu的极点频率fu是Hu和Hi所有谐振频率中最低的一个。因此,在频率远小于fu的低频段,高频变压器的空载电压和短路电流传输比与工频变压器类似,接近于绕组匝比;但当频率接近甚至超过fu时,寄生参数效应可能使得高频变压器的空载电压和短路电流传输比率发生明显变化。

高频变压器带载运行时,负载将与寄生参数共同作用,进一步影响高频变压器的电压、电流传输特性。下面进行具体分析。

比较式(7)、(9)可以看到,负载下的电压传输特性Hud具有与空载电压传输特性Hu相同的零点频率fh,但极点频率可能发生变化。若高频变压器所带电阻负载阻值为Rd,则式(7)可写为

\({{H}_{ud}}\text{=}\frac{j\omega {{C}_{ps}}-j\frac{n}{\omega {{L}_{s}}}}{j\omega ({{C}_{s}}+{{C}_{ps}})-j\frac{1}{\omega {{L}_{s}}}+\frac{1}{{{R}_{d}}}}\) (14)

可以看到,电阻负载不会改变Hu的极点频率fu的大小,但会改变fu的品质因数Qfu,即：

\({{Q}_{{{f}_{\text{u}}}}}={{R}_{d}}\sqrt{\frac{{{C}_{s}}+{{C}_{ps}}}{{{L}_{s}}}}\) (15)

当Rd很大使得Qfu  1,变压器二次侧相当于

开路,Hud和Hu的特性基本一致。随着Rd的减小,Qfu减小,将使得fu处的带宽变宽。

将式(10)展开可得：

\(\begin{align} {{H}_{id}}=[\frac{{{n}^{2}}}{j\omega {{L}_{s}}}+j\omega ({{C}_{p}}+{{C}_{ps}})+\frac{1}{{{y}_{d}}}(\frac{A}{{{L}_{\text{s}}}}- \\ \quad \quad \frac{1}{{{\omega }^{2}}{{L}_{m}}{{L}_{s}}}-{{\omega }^{2}}B)]/(\frac{n}{j\omega {{L}_{s}}}+j\omega {{C}_{ps}}) \\ \end{align}\) (16)

其中：

比较式(10)、(16)可以看到,负载下的电流传输特性Hid具有与短路电流传输特性Hi相同的谐振频率fh,但其他谐振频率可能发生变化。若高频变压器所带负载阻值为Rd,则式(16)可写为

\(\begin{align} {{H}_{id}}=[\frac{{{n}^{2}}}{j\omega {{L}_{s}}}+j\omega ({{C}_{p}}+{{C}_{ps}})+{{R}_{d}}(\frac{A}{{{L}_{s}}}- \\ \quad \quad \frac{1}{{{\omega }^{2}}{{L}_{m}}{{L}_{s}}}-{{\omega }^{2}}B)]/(\frac{n}{j\omega {{L}_{s}}}+j\omega {{C}_{ps}}) \\ \end{align}\) (18)

在低频段,寄生电容Cp和Cps对应的导纳很小,可以忽略不计,Hid可表示为

\({{H}_{id}}=\frac{\frac{{{n}^{2}}}{j\omega {{L}_{s}}}+{{R}_{d}}(\frac{A}{{{L}_{s}}}-\frac{1}{{{\omega }^{2}}{{L}_{m}}{{L}_{s}}})}{\frac{n}{j\omega {{L}_{s}}}}=n+j\frac{{{R}_{d}}}{n}(\omega A-\frac{1}{\omega {{L}_{m}}})\)

可以看到,此时Hid出现了新的谐振频率fid1：

\({{f}_{id1}}=\frac{1}{2\pi \sqrt{{{L}_{m}}A}}\) (19)

随着频率的进一步提高,寄生电容成为影响电流传输特性的主要因素,Hid可表示为

\(\begin{align} {{H}_{id}}=\frac{j\omega ({{C}_{p}}+{{C}_{ps}})+{{R}_{d}}(\frac{A}{{{L}_{s}}}-{{\omega }^{2}}B)}{j\omega {{C}_{ps}}}= \\ \quad \quad \frac{{{C}_{p}}+{{C}_{ps}}}{{{C}_{ps}}}+j\frac{{{R}_{d}}}{{{C}_{ps}}}(\omega B-\frac{A}{\omega {{L}_{s}}}) \\\end{align}\)

此时,Hid出现了另一个新的谐振频率fid2：

\({{f}_{id2}}=\frac{1}{2\pi }\sqrt{\frac{A}{{{L}_{s}}B}}\) (20)

比较fid1、fid2和fu有：

由于归算到同一侧的励磁电感远大于漏感,即

n2Lm  Ls,通过式(21)有fid1 ; fu ; fid2。这意味着Hid

在小于fu的较低频段即可能出现谐振频率fid1。

此外,通过式(19)、(20)可以看到,不同大小的电阻负载不会改变fid1和fid2的大小,但会改变fid1和fid2附近的品质因数Qf1和Qf2：

因此,如果Rd很小,Qf1和Qf2很大,fid1和fid2的带宽很宽;随着Rd的增加,Qf1和Qf2减小,fid1和fid2的带宽将变窄。

综合比较高频变压器空载、短路和负载下的电压、电流传输特性,结果如图2所示。

图2 高频变压器空载、短路和负载情况下的传输特性 Fig. 2 TCs of HF transformer under open-circuit, short-circuit and load conditions

可以看到,负载对高频变压器电压传输特性的影响较小,但对电流传输特性的影响显著。具体来说,负载不改变空载电压传输特性的零点频率fh,但会影响极点频率fu的带宽,负载越小,fu处带宽越宽;特别地,负载导致电流传输特性出现了两个新的谐振频率fid1、fid2,且满足fid1 ; fu ; fid2,不同大小的负载会改变fid1和fid2的带宽。

在实际应用中,希望高频变压器在不同工况下均具有稳定的电压、电流传输比。为此,从图2可以看到,需要高频变压器工作在小于fu的较低频段,此时空载电压、短路电流与负载电压传输比均接近绕组匝比n,且能保持稳定。然而,由于fid1的存在,高频变压器的负载电流传输比可能在小于fu的较低频段即发生明显变化。只有当高频变压器在fid1附近的品质因数Qf1很大,使得fid1的带宽很宽时,负载电流传输比才接近绕组匝比n并保持稳定。因此,如果希望高频变压器在带载情况下具有稳定的电流传输比,需要尽可能提高品质因数Qf1以增大fid1的带宽。否则,高频变压器在带载情况下可能无法实现预期的电流变换。

利用一台20kHz高频变压器(参见图3),对电压、电流传输特性分析的有效性进行实验验证。高

图3 高频变压器照片 Fig. 3 Photo of a HF transformer

频变压器的主要参数如表1所示。

表1 高频变压器主要参数 Tab. 1 Main parameters of the HF transformer

此高频变压器的宽频机理模型参数已经在文献[7]中进行了提取,其中励磁电感Lm和介质中的漏感Ls0分别通过二次绕组空载和安匝平衡下的恒定磁场计算得到,一、二次绕组内阻抗(Zs1和Zs2)通过基于贝塞尔函数的解析方法计算得到,磁芯损耗等效电阻Rm通过变压器开路阻抗特性第一个谐振点处的阻抗模值得到,10个电容参数通过静电场能量计算得到。在高频下磁参数存在频变效应,但对于该高频变压器,频变的磁参数不会对变压器的外特性产生影响,因此可以近似采用低频下的磁参数作为模型参数[7]。在此基础上,通过式(1)、(2)可将前述宽频机理模型参数转化为二端口等效模型参数,结果如表2所示。

利用图4所示的测试系统测量高频变压器的电压、电流传输特性。在该测试系统中,采用一台Tektronix AFG3101信号发生器给高频变压器提供不同频率的正弦激励,并采用一台Yokogawa DLM2054示波器测量高压绕组端接不同负载情况

表2 高频变压器二端口等效模型参数 Tab. 2 Parameters of the two-port equivalent model for the HF transformer

图4 电压、电流传输特性测试系统 Fig. 4 System for measuring voltage and current TC

下的输入电流(I1)、输入电压(U1)、输出电流(Id)和输出电压(Ud),进而通过计算即可得到高频变压器在不同频率下的电压传输比Hud=Ud/U1和电流传输比Hid=I1/Id。在测量过程中,使信号发生器输出不同电压,测量结果不发生变化,表明变压器磁芯工作在线性区,保证了电压、电流传输特性测量结果的准确性。

同时,基于二端口等效模型对高频变压器的电压、电流传输特性进行仿真分析。考虑到实际高频变压器一般工作在低于fu的频段,以期保证稳定的电压、电流传输比,这里主要对高频变压器在fu 及其以内频段的电压、电流传输特性进行测量与仿真。

空载电压与短路电流传输特性(| Hu | 和 | Hi |)分别如图5(a)、(b)所示,带额定负载(Rd = 136kΩ)情况下的电压和电流传输特性(| Hud | 和 | Hid |)分别如 图6(a)、(b)所示。其中点线为测量结果,虚线为仿真结果。可以看到,对于空载、短路及负载情况下的电压、电流传输特性,测量和仿真结果吻合良好,验证了电压和电流传输特性分析的有效性。

比较空载电压与负载电压传输特性,分别如

图5 空载电压与短路电流传输特性 Fig. 5 Open-circuit voltage TC and short-circuit current TC

图6 额定负载下的电压、电流传输特性 Fig. 6 Voltage and current TCs under rated load

图5(a)、6(a)所示,可以看到负载对电压传输特性的影响较小,主要使得fu附近的带宽变宽。比较短路电流与负载电流传输特性,分别如图5(b)、6(b)所示,可以看到负载对电流传输特性影响显著,导致电流传输特性在低于fu的较低频段出现了新的谐振频率fid1。

进一步分析高频变压器在工作频率foper = 20kHz处的电压、电流传输比与绕组匝比n间的偏差 δ u、δ i,如图6(a)、(b)所示。可以看到,δ u的仿真与测量结果分别为7.91%和7.78%,δ i的仿真与测量结果分别为109.2%和115.3%,均吻合良好。值得注意的是,由于负载电流传输特性Hid在小于fu = 74kHz的较低频段出现了谐振频率fid1 = 2.5kHz,导致工作频率处的电流传输比 | Hid( foper) | 与绕组匝比n出现了较大偏差。

高频变压器作为电力电子变压器的中间环节,在实际应用中并不直接带负载,而是通过电力电子变换装置进行交直流转换后再接负载。考虑到电力电子变换装置通常含有大量的电感与电容元件以实现电流与电压均衡,等效到高频变压器二次侧的负载情况十分复杂,很难采用简单的电阻负载进行描述。因此,有必要研究不同性质和大小的负载对高频变压器传输特性的影响。

为此,本文分析了电感和电容负载对高频变压器传输特性的影响规律,并从工程角度进一步分析了高频变压器在传输不同功率、带不同功率因数负载等工况下的电压、电流传输特性。

首先,分析高频变压器二次侧分别带电感负载Ld和电容负载Cd的情况。此时,式(7)、(8)所示电压和电流传输函数中的负载导纳yd将分别变为1/(jω Ld)和jω Cd。进而可类似于电阻负载,分析电感与电容负载对电压、电流传输特性的影响。

1）对电压传输特性的影响。

电感负载Ld下,Hud在极点处的频率fud,L为：

\({{f}_{ud,L}}=\frac{1}{2\pi \sqrt{{{L}_{s}}({{C}_{s}}+{{C}_{ps}})}}\sqrt{1+\frac{{{L}_{s}}}{{{L}_{d}}}}\) (23)

比较式(23)和式(11)可以看到,电感负载将使极点频率fu升高。同时,电感负载越小,极点频率越高,且其变化大小与电感负载和变压器漏感比值

Ld/Ls有关。当Ld/Ls  1时,fud,L与fu相比几乎不变。

由于高频变压器高低压绕组间的磁耦合通常非常紧密,归算到同一侧的变压器漏感一般很小,因此电感负载对电压传输特性的影响有限。

电容负载Cd下,Hud在极点处的频率fud,C为

比较式(24)和式(11)可以看到,电容负载将使极点频率降低。同时电容负载越小,极点频率越高,且其变化大小与电容负载和变压器寄生电容比值

Cd/(Cs  Cps)有关。当Cd/(Cs  Cps) = 1时,fud,C与fu

相比几乎不变。但是,如果高频变压器所带电容负载较大,可能使得fud,C与fu相比有所降低。

2）对电流传输特性的影响。

电感负载Ld下,Hid第一个谐振频率fid1,L为

\({{f}_{id1,L}}=\frac{1}{2\pi \sqrt{A{{L}_{m}}}}\sqrt{1+\frac{{{n}^{2}}{{L}_{m}}}{{{L}_{d}}}}\) (25)

比较式(25)和式(19)可以看到,电感负载将使第一个零点频率升高。同时,电感负载越小,第一个零点频率越高,且其变化大小与归算到同一侧的电感负载和变压器励磁电感比值Ld/(n2Lm)有关。当

Ld/(n2Lm)  1时,fid1,L几乎不变。但是,由于磁芯

的存在,高频变压器的励磁电感通常较大,因此电感负载将使fid1,L与fid1相比有所升高。

电容负载Cd下,Hid第一个谐振频率fid1,C为

\({{f}_{id1,C}}=\frac{1}{2\pi \sqrt{A{{L}_{m}}(1+\frac{{{n}^{2}}{{C}_{d}}}{A})}}\) (26)

比较式(26)、(19)可以看到,电容负载将使第 一个零点频率降低。同时,电容负载越小,第一个零点频率越高,且其变化大小与归算到同一侧的电容负载和变压器寄生电容比值n2Cd /A有关。当

n2Cd /A = 1时,fid1,C几乎不变。但是,如果高频变

压器所带电容负载较大,可能使得fid1,C与fid1相比有所降低。

为研究不同性质的负载对电压、电流传输特性的影响,分析了高频变压器在传输额定功率下、带不同功率因数负载(cosφ = 0.5、0.8、1)时的电压与电流传输特性。所带负载参数如表3所示,其中滞后功率因数情况为电阻Rd和电感Ld并联,超前功率因数情况为电阻Rd和电容Cd并联。

表3 不同功率因数下的负载参数 Tab. 3 Load parameters with different power factors

图7为不同功率因数负载下的电压传输幅频特性 | Hud |,其中图7(a)、(b)分别为滞后功率因数情况(带阻感负载)和超前功率因数情况(带阻容负载)。可以看到,与图6所示空载电压传输特性 | Hu | 相比,| Hud | 的变化有限。具体来说,在滞后功率因数情况下,由于负载电感Ld远大于漏感Ls(43.5mH),负载下极点频率fud与空载下极点频率fu相比几乎没有变化;在超前功率因数情况下,随着功率因数的减小,Cd增大,fid1向更低频率移动。图8为不同功率因数负载下的电流传输幅频特性 | Hid |,图8(a)、(b)分别为滞后和超前功率因数情况。可以看到,不同功率因数的负载使得电流传输特性发生了明显变化。其中,在滞后功率因数情况下,随着功率因数的减小,Ld减小,fid1向更高频率移动;在超前功率因数情况下,随着功率因数的减小,Cd增大,fid1向更低频率移动。

图7 传输额定功率、不同功率因数时的电压传输特性 Fig. 7 Voltage transfer characteristics under different power factors with rated power

图8 传输额定功率、不同功率因数时的电流传输特性 Fig. 8 Current transfer characteristics under different power factors with rated power

为研究不同性质的负载对固定频点处的电压、电流传输比的影响,仿真分析了高频变压器在工作频率20kHz处、传输不同功率下电压与电流传输比随功率因数的变化规律。

图9为电压传输比,图9(a)、(b)分别为滞后和超前功率因数情况。可以看到,与绕组匝比n = 91.4相比,电压传输比有所增大,且传输功率越小,电压传输比越接近空载电压传输比 | Hu( foper) | = 98.7。其中,最大的电压传输比为 | Hud |max = 105.7,出现在传输150%额定功率且cosφ = 0(超前)时,比绕组匝比n大了15.6%。图10为电流传输比,图10(a)、(b)分别为滞后和超前功率因数情况。可以看到,滞

图9 工作频率下、传输不同功率时电压传输比随功率因数变化规律 Fig. 9 Voltage ratios varying with power factors under different power at operating frequency

图10 工作频率下、传输不同功率时电流传输比随功率因数变化规律 Fig. 10 Current ratios varying with power factors under different power at operating frequency

后功率因数时电流传输比从最小18.9变为最大345.2,与绕组匝比最大偏差达到了277.7%;超前功率因数时电流传输比从最小144.8变为最大422.4,与绕组匝比最大偏差达到了362.1%。

值得注意的是,在高频变压器带滞后功率因数负载的情况下,工作频率处的电压、电流传输比与绕组匝比的最大偏差出现在功率因数为1时。也就是说,高频变压器带电阻负载时电压、电流传输比与绕组匝比的偏差最为严重。因此,有必要进一步研究电压、电流传输比的调控方法,以保证高频变压器在不同负载情况下均可实现预期的电压、电流变换。本文通过传输特性分析揭示了寄生参数、负载与传输特性谐振频率间的关联关系,并且得到了不同负载条件下传输特性的变化规律,可为进一步研究高频变压器传输特性的调控方法奠定基础。

本文基于高频变压器电压、电流传输函数,分析了高频变压器带不同负载情况下的电压、电流传输特性,得到如下结论：

1）在寄生参数的作用下,高频变压器空载电压与短路电流传输比不再恒等于绕组匝比,而是随频率发生变化。空载电压与短路电流传输特性有共同的谐振频率,且空载电压传输特性的极点频率fu最低。

2）负载对高频变压器电压传输特性的影响有限,但对电流传输特性的影响十分显著。负载使得电流传输特性在小于fu的较低频段即出现了谐振频率fid1,可能导致高频变压器的电流传输比发生显著变化。

3）不同性质和大小的负载会对高频变压器的电压、电流传输特性产生影响。对于本文所用高频变压器,在带滞后功率因数负载的情况下,当功率因数为1(即变压器带电阻负载)时,电压、电流传输比与绕组匝比出现最大偏差。

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