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数字系统占用的带宽
为了便于理解分析数字系统带宽,给出如下模型(实际中模型并非如此) 要注意的是: 虽然理论上数字基带信号使用矩形脉冲分析,但实际中都是类似sinc的脉冲(由上图「脉冲成形」的升余弦滤波器提供),从而节省带宽、且在接收端抽样判决时可以减少码间串扰使用sinc的脉冲,也会导致实际看到的PSK/QAM等已调波形与理想的波形不同,因为理想波形都是以矩形脉冲为前提的(例如BPSK: y ( t ) = x ( t ) cos 2 π f t y(t)=x(t)\cos 2\pi ft y(t)=x(t)cos2πft,其中 x ( t ) x(t) x(t)就是矩形脉冲),但我们不需要关注时域已调波形与理论的差异,只要接收端能还原基带脉冲信号(相干解调),并正确抽样判决即可 我们在信道上传输的是脉冲成形后的码元(一个脉冲波形对应一个码元),因此带宽应该从码元级别来看(而非信息比特),也就是说: 基带脉冲成形后,基带信号带宽取决于基带成形脉冲信号的能量谱,并和 R s R_s Rs(或着说码元周期 T s = 1 / R s T_s=1/R_s Ts=1/Rs)挂钩:重要结论 矩形脉冲:绝对带宽无限,第一零点带宽 B = R s = 1 / T s B=R_s=1/T_s B=Rs=1/Ts 对于归零RZ矩形脉冲,第一零点带宽翻倍: B = 2 R s B=2R_s B=2Rssinc脉冲:基带带宽 B = R s / 2 B=R_s/2 B=Rs/2,这是最理想情况,即满足Nyquist准则的无码间串扰的最小带宽升余弦滚降滤波器形成的形似sinc的脉冲:基带带宽 B = ( 1 + α ) R s / 2 B=(1+\alpha)R_s/2 B=(1+α)Rs/2,实际采用的脉冲,同样满足Nyquist准则,但占用的带宽比理想情况稍大 频带信号带宽 取决于基带脉冲信号 以及 上变频的方式(上图的“模拟调制”),因此同样和 R s R_s Rs挂钩例如,考虑最理想的sinc脉冲,则基带带宽 B = R s / 2 B=R_s/2 B=Rs/2; 如果是双边带调制的上变频,则频带带宽 W = 2 B = R s W=2B=R_s W=2B=Rs 信噪比SNR和 E b / N 0 E_b/N_0 Eb/N0模拟通信系统中,信噪比一般用 S / N S/N S/N衡量;数字通信系统中,信噪比一般用 E b / N 0 E_b/N_0 Eb/N0衡量; 实际上,两种指标的本质是相同的,推导如下: E b E_b Eb为平均每比特能量, N 0 / 2 N_0/2 N0/2为噪声双边功率谱密度, B B B为基带信道带宽,噪声总功率为 N 0 2 × 2 B = N 0 B \frac{N_0}{2}\times2B=N_0B 2N0×2B=N0B(也可以用噪声单边功率谱密度N0乘以带宽B得到) 信噪比就是信号功率和噪声功率的比: S N = E b N 0 ⋅ R b B \frac{S}{N}=\frac{E_b}{N_0}\cdot\frac{R_b}{B} NS=N0Eb⋅BRb 其中分子的含义是:信号能量*传输速率=信号功率 写为对数形式,就是 S N R ( d B ) = 10 l o g 10 ( E b N 0 ) + 10 l o g 10 ( R b B ) = E b N 0 ( d B ) + R b B ( d B ) SNR(dB)=10log_{10}(\frac{E_b}{N_0})+10log_{10}(\frac{R_b}{B})=\frac{E_b}{N_0}(dB)+\frac{R_b}{B}(dB) SNR(dB)=10log10(N0Eb)+10log10(BRb)=N0Eb(dB)+BRb(dB) 前面说过,基带信道带宽 B B B取决于基带脉冲信号、上变频的方式,因而与 R s R_s Rs挂钩,例如采用理想sinc脉冲成形,双边带调制,则 B = R s / 2 B=R_s/2 B=Rs/2; 从而在数字调制方式和脉冲成形滤波器确定后, R b B \frac{R_b}{B} BRb是一个常数,因此对数下的 S / N S/N S/N和 E b / N 0 E_b/N_0 Eb/N0没有只是相差一个常数,没有本质区别 有效性数字通信系统的有效性用频谱资源利用率来衡量: η = 信 息 量 传 输 时 间 × 信 道 带 宽 = R b W ( b p s / H z ) \eta=\frac{信息量}{传输时间\times 信道带宽}=\frac{R_b}{W}(bps/Hz) η=传输时间×信道带宽信息量=WRb(bps/Hz) 分母的带宽,如果带入基带带宽,就是基带频谱资源利用率;带入频带带宽,就是频带频谱资源利用率; 若采用双边带调制,基带频谱资源利用率=频带频谱资源利用率x2; 有时分子也带入 R s R_s Rs计算,则此时单位变为Baud/Hz 例如,采用理想sinc脉冲成形,双边带调制,则 W = 2 B = R s W=2B=R_s W=2B=Rs,进而有 η = R b W = R b R s \eta=\frac{R_b}{W}=\frac{R_b}{R_s} η=WRb=RsRb可见,由于 R b = l o g 2 M R s R_b=log_2MR_s Rb=log2MRs,调制阶数 M M M越高,调制效率 η \eta η越高; 当然调制阶数增高,也会导致星座图中点间距变小,可靠性降低 频谱资源利用率的上限比特速率 R b R_b Rb和信噪比 E b / N 0 E_b/N_0 Eb/N0固定的情况下(基带滤波也固定),则调制编码方式决定了频谱资源利用率 虽然可以优化调制方式(增加调制阶数),增加频谱利用率,但是频谱资源利用率有上限(一个码元承载过多比特,终究会导致大量误码、无法可靠通信),这个上限由 E b / N 0 E_b/N_0 Eb/N0决定 [推导] 频谱利用率(传输速率
R
b
R_b
Rb与带宽
B
B
B的比值)和信噪比
E
b
/
N
0
E_b/N_0
Eb/N0的关系 信息传输速率最大,应将
R
b
=
C
R_b=C
Rb=C代入信噪比
S
N
=
E
b
N
0
⋅
R
b
B
\frac{S}{N}=\frac{E_b}{N_0}\cdot\frac{R_b}{B}
NS=N0Eb⋅BRb 带入香农公式:
C
=
B
l
o
g
2
(
1
+
S
/
N
)
=
B
l
o
g
2
(
1
+
E
b
N
0
⋅
C
B
)
C=Blog_2(1+S/N)=Blog_2(1+\frac{E_b}{N_0}\cdot\frac{C}{B})
C=Blog2(1+S/N)=Blog2(1+N0Eb⋅BC), 可以得到
E
b
N
0
\frac{E_b}{N_0}
N0Eb和
C
B
\frac{C}{B}
BC满足关系:
E
b
N
0
=
2
C
/
B
−
1
C
/
B
\frac{E_b}{N_0}=\frac{2^{C/B}-1}{C/B}
N0Eb=C/B2C/B−1,或
E
b
N
0
(
d
B
)
=
10
l
o
g
10
(
2
C
/
B
−
1
C
/
B
)
\frac{E_b}{N_0}(dB)=10log_{10}(\frac{2^{C/B}-1}{C/B})
N0Eb(dB)=10log10(C/B2C/B−1) 关系如图: 狭义香农极限:(通过编码实现)无差错传输,所需的最小信噪比,约为-1.6dB 广义香农极限:要达到给定的误码率,所需的最小信噪比 香农第二定理指出,只要信息传输速率小于信道容量,一定存在一种信道编码,使得信息传输错误概率任意小 香农第二定理对应的 [最大信息传输速率(信道容量C)下,无错传输所需的最小信噪比],正是对应这里的狭义香农极限 可靠性数字通信系统的有效性用误比特率BER来衡量,误比特率通常随着信噪比
E
b
/
N
0
E_b/N_0
Eb/N0增大而降低 提高可靠性 / 改善误比特率,有两个思路: ①提高信噪比:信号发射功率不可能无限提高,所以信噪比总是有限的 ②信道编码:增加的冗余信息来实现纠错,但显然占用了一部分传输资源,有效性降低 例如(2,1,3)卷积码,输入1 bit,编码器输出2 bit,信道编码后,若要保持有用信息传输速率
R
b
R_b
Rb不变,则信道编码后的波特率
R
s
R_s
Rs变为原来两倍,进而占用带宽
W
=
R
s
W=R_s
W=Rs也变为原来两倍,因此频谱资源利用率
η
\eta
η减半,有效性降低 另外,之前也说过,PSK调制阶数增加,虽然有效性更好(频谱利用率升高),但可靠性变差(星座点更靠近) 可见,通信系统的可靠性和有效性总是相互制约的,实际中应该根据不同需要做权衡 |
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