推挽拓扑如图1.1 所示，其主变压器T1包含多个次级烧组。每个次级绕组都产生一对相位互差 180°的方波脉冲，脉冲幅值由输人电压以及初次级绕组匝数比决定。
所有次级绕组的脉冲宽度都相同，均由主输出回路的负反馈控制电路决定。在推挽电路中，开关管Q1和 Q2由两个相等的脉宽可调，相位互差180"的脉冲驱动。另外两个次级绕组 N s 1 N_{s1} Ns1​和 N s 2 N_{s2} Ns2​为辅输出。
除此之外，存在开关管的导通压降 V c e V_{ce} Vce​,本文中设为1V。因此，当任意一个开关管导通时，对应半个初级绕组上的方波电压为 V d c − 1 V_{dc}-1 Vdc​−1

变压器次级侧是一个导通时间为 T o n T_{on} Ton​其值为最大为0.4、电压幅值为 [ ( V d c − 1 ) ( N s N p ) − V d ] [(V_{dc}-1 )(\frac{N_{s}}{N_{p}})-V_{d} ] [(Vdc​−1)(Np​Ns​​)−Vd​]的平顶方波。此处 V d V_{d} Vd​为次级侧二极管的正向压降。

​ 图 1.1 推挽电路原理图

从图1.1可以主输出电压是有一个负反馈用于调节。但是，辅助输出端的没有负反馈。故在运行时为了保持辅输出电压的稳定，应该使得包括主电感在内的各个电感保持CCM（ continuous current mode ）模式。

在CCM模式下，输出电压可以稳定在±5%~±8%的范围内

加个LDO用于进一步保持电压稳定

通常情况下，不允许主输出电感电流遗入不连续工作模式。因为往往电流反馈值是斜坡中值，主电感进入DCM模式时电流反馈值会不稳定，造成控制上的难度。通常，最小电感电流值应为额定值的$\frac{1}{10} $

——K.B.
推挽变换器是最传统的拓扑结构之一，但设计中依然经常用到。这种拓扑能够实现多路输出，并且可以实现直流隔离。输出电压既可以高于输入电压，也可以低于输入电压。当输入电压和负载波动时主输出电压可以得到很好的调节。在CCM模式下，主输出电压能保持较高的电压调整率。当负载发生变化时，只要辅输出电感电流不进入不连续模式，辅输出电压调整率也能控制在 5%以内。

设计者还应该注意到推挽拓扑中另一种更为潜在的失效模式——由变压器磁通不平衡引起的偏磁面导致磁心饱和问题。

如图1.2所示。
正常工作时，磁心的磁通变化范围位于所示的 B 1 B_{1} B1​和 B 2 B_{2} B2​之间。磁心必须工作在磁滞回线(弯曲区)±2000G以内的线性部分。频率为25kHz左右时，磁心损耗很小，磁通允许在±2000C 范图内变化。但是，随着频率的上升.磁心损耗会迅速增大，此时磁峰下降。

​ 图 1.2

很多原因都可能引起”导通伏秒数“与“关断伏秒数”不相等