本项目设计内容涉及：传感器、嵌入式系统应用、模拟电子技术。

  课程：《智能传感技术》

  指导老师：覃园芳老师

  设计PT100温度传感器的信号采集电路，使用嵌入式系统实验板采集外部的温度并显示。

要求：

注：本次设计采用的主板芯片为STM32F103RCT6  

  结合有关PT100的资料，可得几个重要知识：

  结合所学经验，开始有想法：

  如果把PT100当电阻串联在电路中，并用主板上STM32F103RCT6芯片的PA1引脚的ADC功能去读取电压值并进行温度转换，可得出温度，如图1所示：

    但结合资料，这种想法秒速推翻。

  常温（ 25 ℃ 25℃ 25℃）水中的PT100的阻值大概在 109.89 Ω 109.89Ω 109.89Ω左右。

  假设主板给PT100的供电是标准的 3.3 V 3.3V 3.3V直流电，并且通过PT100的电流也是其最大 5 m A 5mA 5mA直流电流，那么在此刻，PT100所要分掉的电压约为 109.89 ∗ 0.005 = 0.54945 V 109.89*0.005=0.54945V 109.89∗0.005=0.54945V   将其根据AD转换的换算公式换算成AD值大概为 0.54945 / 3.3 ∗ 4096 = 681.98 ≈ 682 0.54945/3.3*4096=681.98≈682 0.54945/3.3∗4096=681.98≈682   当温度上升一度，假设PT100的阻值刚好上升了 0.385 Ω 0.385Ω 0.385Ω，那么其分掉的电压的变动值约等于 0.385 ∗ 0.005 = 0.001925 V 0.385*0.005=0.001925V 0.385∗0.005=0.001925V   将其根据AD转换的换算公式换算成AD值大概为 0.001925 / 3.3 ∗ 4096 = 2.39 ≈ 2 0.001925/3.3*4096=2.39≈2 0.001925/3.3∗4096=2.39≈2    0.5 ℃ / A D 0.5℃/AD 0.5℃/AD ?好像还不错，但任务要求所设计的PT100电路测温得出的结果，精度要小于 0.3 ℃ 0.3℃ 0.3℃。

   0.3 ℃ 0.3℃ 0.3℃是什么概念?换算为PT100的阻值变化，也就约为 0.1155 Ω 0.1155Ω 0.1155Ω，那么其精度下，PT100变化 0.1155 Ω 0.1155Ω 0.1155Ω阻值，要变化的电压约为，将其根据AD转换的换算公式换算成AD值大概为，连 1 1 1个AD值都不到，无法达到这个精度。

  所以，这种方法被推翻。  

  找到了关键问题所在，就是PT100的随温度的变化而成正比变化太小了，只要把这种变化变大，大到很明显，就解决了问题。

  电阻的阻值是没法调大的，只能通过电阻变化导致的电压变化调大，就可以解决变化小的问题。

  结合所学知识，只要将微小的电阻变化转化为微小的电压变化，再将微小的电压变化转化为大的电压变化，也就是用直流电桥配上一个放大电路，就很完美地解决这个问题。

  如图2为一个直流电桥，R1、R2、R3、R4为该直流电桥的桥臂，且R1、R2、R3、R4皆为固定电阻，U1为该直流电桥的供电电源，U2为该直流电桥的输出电压。

    结合所学的直流电桥知识，可得公式： U 2 = U 1 ∗ ( R 1 R 1 + R 4 − R 2 R 2 + R 3 ) U2=U1*(\frac{R1}{R1+R4} -\frac{R2}{R2+R3}) U2=U1∗(R1+R4R1​−R2+R3R2​)

  当 R 1 ∗ R 3 = R 2 ∗ R 4 R1*R3=R2*R4 R1∗R3=R2∗R4，该直流电桥会达到平衡，带入公式可得输出U2的值为 U 2 = U 1 ∗ 0 = 0 V U2=U1*0=0V U2=U1∗0=0V  也就是该直流电桥在平衡状态下，输出电压为 0 V 0V 0V；

  当 R 1 ∗ R 3 ≠ R 2 ∗ R 4 R1*R3≠R2*R4 R1∗R3​=R2∗R4时，该直流电桥的平衡会被打破，带入公式可得输出U2的值。

  利用直流电桥不平衡状态下会输出电压的特性，应用不平衡电桥之一——单臂电桥，来把微小的电阻变化转化为微小的电压变化。

  如图3为一个直流电桥，R1、R2、R3、R4为该直流电桥的桥臂，且R1为可变电阻，R2、R3、R4为固定电阻，且 R 3 = R 4 R3=R4 R3=R4，U1为该直流电桥的供电电源，U2为该直流电桥的输出电压。

    该单臂电桥应用于本次设计，R1为PT100，R2为与PT100接近的阻值，这样可以使得在一定（温度）情况下（PT100的阻值等于R2的阻值）电桥可以达到平衡，使得单臂电桥的输出趋近于 0 0 0。

  又因为通过PT100的电流不能大于 5 m A 5mA 5mA，不然可能会烧坏PT100，所以R3与R4的阻值虽然要取相等，但又要把电桥电流稳定到 5 m A 5mA 5mA以下，所以R2和R3要给PT100分流。

  本次设计，实验板可接出供电为 3.3 V 3.3V 3.3V和 5 V 5V 5V两种，为了提高精度，也就是提高单臂电桥的输出电压的范围，故选择5V供电。

  在先前的计算中，常温（ 25 ℃ 25℃ 25℃）水中的PT100的阻值大概在 109.89 Ω 109.89Ω 109.89Ω左右。假设主板给PT100的供电是标准的 5 V 5V 5V直流电，并且通过PT100的电流也是其最大 5 m A 5mA 5mA直流电流，那么在此刻，PT100所占电压最大为 109.89 ∗ 0.005 = 0.54945 V 109.89*0.005=0.54945V 109.89∗0.005=0.54945V  也就是说R3和R4至少要分掉的电压为 5 － 0.54945 = 4.45055 V 5－0.54945=4.45055V 5－0.54945=4.45055V

  设 R 1 = R 2 = 109.89 Ω R1=R2=109.89Ω R1=R2=109.89Ω，在此刻， 5 V 5V 5V通电的电桥为一个并联电路，可变形为图4所示的电路：

    又R3和R4至少要分掉 4.45055 V 4.45055V 4.45055V的电压，所以R3和R4的阻值至少为 4.45055 / 0.005 = 0.5 V 4.45055/0.005=0.5V 4.45055/0.005=0.5V

  又由于本次设计PT100用来测量 20 ℃ 20℃ 20℃ ~ 80 ℃ 80℃ 80℃的水温，水常压下的极端液态也就是 0 ℃ 0℃ 0℃。

  重新计算PT100将分掉的电压，PT100的阻值放入 0 ℃ 0℃ 0℃的水中，其阻值为 100 Ω 100Ω 100Ω左右。假设主板给PT100的供电是标准的 5 V 5V 5V直流电，并且通过PT100的电流也是其最大 5 m A 5mA 5mA直流电流，那么在此刻，PT100所占电压最大为，在此刻，R3和R4又至少要分掉的电压为 5 － 0.5 = 405 V 5－0.5=405V 5－0.5=405V  所以R3和R4的阻值至少为 4.5 / 0.005 = 900 Ω 4.5/0.005=900Ω 4.5/0.005=900Ω

  所以R3和R4的电阻取值，在理想状态下至少是 900 Ω 900Ω 900Ω，但现实中没有刚刚好的阻值可以挑，那就可以选择比该值大的电阻，例如 1 K Ω 1KΩ 1KΩ，或者是比 1 K Ω 1KΩ 1KΩ再大的，但是如果选用的电阻太大，则分压过多，依旧导致电桥的输出范围越来越少，最后使得微弱的电压变化变得更加微弱，甚至是不变化了，而且电阻的型号选用金属膜电阻，因为其体积小、噪声低、稳定性好，选它很不错，误差1%可接受。

  又因为R2要与PT100趋近，所以对水的温度测量中，温度变化最大为 0 ℃ 0℃ 0℃ ~ 100 ℃ 100℃ 100℃，所以PT100的电阻变化约为 100 Ω 100Ω 100Ω ~ 139 Ω 139Ω 139Ω，因而要使得电路达到最佳的变化R2为 150 Ω 150Ω 150Ω的可变电阻最佳，又可调精度要非常高，所以要选用精密电阻。

  但现实中没有刚刚好阻值的精密电阻可以挑，那就可以选择比该值大一点点的精密电阻，所以3296w不错，多圈式精密可调，例如3296w电位器201（ 200 Ω 200Ω 200Ω）。

  所以本次设计选用的R3和R4为 1 K Ω 1KΩ 1KΩ，单臂电桥部分的设计完成，如图5所示。

  接下来就是放大电路部分，通过放大电路来实现把电压的微小变化扩大，使用模电所学过的差分放大电路（减法电路），可以把电桥的输出进行减法运算，并增益放大输出。

  当电桥平衡，电桥输出电压电势相等，差分放大电路的减法运算的结果为 0 V 0V 0V；

  当电桥的平衡被破坏，电桥输出电压电势拉开，此时差分放大电路的减法运算即可有一定的差值，放大器对其进行放大到合适的差值变动并输出，即当电桥输出最大时，经过差分放大电路，放大到我们所需的最大差值电压 0 V 0V 0V ~ 3.3 V 3.3V 3.3V。如图6为一个差分放大电路：

    △假设U1 = U2：

  ①因输入端U1、U2的电流趋近相等，为“虚断”特性，同相输入端为高阻态，其输入电压值仅仅取决于R2、R4分压值。同相输入端的电压可以看作成为输入端比较基准电压；

  ②因输入端U1、U2的电压趋近相等，为“虚短”特性，进而又推知其为反相输入端，即R1、R3串联分压电路，这是反馈电压。放大器的控制目的是使反馈电压等于基准电压；

  ③由R1=R2，R3=R4条件可知，放大器输出端OUT只有处于“虚地”状态，即输出端OUT为0V，才能满足反馈电压等于基准电压，这可以由此导出差分放大器的一个工作特征。

  △假设U1 ≠ U2，例如U1 > U2：

  ①此时因同相输入端电压高于反相输入端，输出端电压往正方向变化，其R1、R3偏置电路中的电流方向为R3→R1；

  ②由R1、R3的阻值比例可知，R1两端电压降为 （ 同 向 输 入 端 电 压 ) － U 1 （同向输入端电压)－U1 （同向输入端电压)－U1  则R3两端电压降为 [ ( 同 向 输 入 端 电 压 ) － U 1 ] ∗ ( R 3 / R 1 ) [(同向输入端电压)－U1]*(R3/R1) [(同向输入端电压)－U1]∗(R3/R1)  输出端电压为 ( 同 向 输 入 端 电 压 ) ＋ [ ( 同 向 输 入 端 电 压 － U 1 ) ∗ ( R 3 / R 1 ) (同向输入端电压)＋[(同向输入端电压－U1)*(R3/R1) (同向输入端电压)＋[(同向输入端电压－U1)∗(R3/R1)

  ③若此时的输入电压差为 U 1 － U 2 U1－U2 U1－U2，输出电压为 X ∗ ( U 1 － U 2 ) X*(U1－U2) X∗(U1－U2)。则该差分放大器的差分电压放大倍数为 R 4 / R 3 = X R4/R3=X R4/R3=X  可得该差分放大电路的放大倍数是 X X X倍。

  △假设U1 ≠ U2，例如U1 < U2：

  ①此时因同相输入端电压低于反相输入端，输出端电压往反方向变化，其R1、R3偏置电路中的电流方向为R3←R1；

  ②由R1、R3的阻值比例可知，R1两端电压变为 － U 1 － ( 同 向 输 入 端 电 压 ) －U1－(同向输入端电压) －U1－(同向输入端电压)  则R3两端电压变为 － [ U 1 － ( 同 向 输 入 端 电 压 ) ] ∗ ( R 3 / R 1 ) －[U1－(同向输入端电压)]*(R3/R1) －[U1－(同向输入端电压)]∗(R3/R1)  输出端电压为 － ( 同 向 输 入 端 电 压 ) － ( 同 向 输 入 端 电 压 － U 1 ) ∗ ( R 3 / R 1 ) －(同向输入端电压)－(同向输入端电压－U1)*(R3/R1) －(同向输入端电压)－(同向输入端电压－U1)∗(R3/R1)  结果是一个负电压。

  所以故障维修的经验就冒出来了：

  如果直接测量R1、R3串联电路的分压状态，只要R1、R3串联分压是成立的，则该差分电路就大致上就是好的，电路的电压放大倍数也由此得出；

  只要测量输入电压差（R1、R2左端电压差），再测量输出端电压进行比较，则外围偏置电路的好坏，也会得出明确的结论。

  所以公式就推出来了：

  其输出公式为： O U T = ( R 2 ＋ R 4 ) ∗ R 3 ∗ U 1 ( R 1 ＋ R 4 ) ∗ R 2 − R 4 ∗ R 2 R 2 OUT=\frac{(R2＋R4)*R3*U1}{(R1＋R4)*R2} -\frac{R4*R2}{R2} OUT=(R1＋R4)∗R2(R2＋R4)∗R3∗U1​−R2R4∗R2​

  在实际应用中，一般使 R 1 = R 2 R1=R2 R1=R2、 R 3 = R 4 R3=R4 R3=R4化简电路，则

  其输出公式为： O U T = ( U 1 － U 2 ) ∗ R 4 R 1 OUT=\frac{(U1－U2)*R4}{R1} OUT=R1(U1－U2)∗R4​

  当所前边所设计的电桥与差分放大电路结合起来， U 1 － U 2 U1－U2 U1－U2就为电桥输出的电势差，OUT输入到STM32F103RCT6实验板ADC1口，其最大可读取电压为 3.3 V 3.3V 3.3V，则电势差放大的倍数也就是 R 4 / R 1 R4/R1 R4/R1即可进行计算了。

  假设所设计的单臂电桥达到理想状态，最小电桥输出 U 2 = 0 V U2=0V U2=0V，最大电桥输出为 U 2 = M a x B r i d g e U2=Max Bridge U2=MaxBridge O u t Out Out。水温最高为 100 ℃ 100℃ 100℃，最大电桥输出为PT100置于 100 ℃ 100℃ 100℃时电桥的输出。

  实测100℃时PT100的阻值约为 138.8 Ω 138.8Ω 138.8Ω，电桥所接输入电压为 5 V 5V 5V， R 3 = R 4 = 1 K R3=R4=1K R3=R4=1K，若要使得测温范围是从 0 ℃ 0℃ 0℃ ~ 100 ℃ 100℃ 100℃，则精密电阻R2的阻值应该调为 0 ℃ 0℃ 0℃时PT100的阻值，也就是 100 Ω 100Ω 100Ω，带入公式可得电桥的输出 U 2 = U 1 ∗ ( R 1 R 1 ＋ R 4 － R 2 R 2 ＋ R 3 ) = 5 ∗ ( 138.8 138.8 ＋ 1000 － 100 100 ＋ 1000 ) = 0.154867963087 V ≈ 0.155 V U2=U1*(\frac{R1}{R1＋R4}－\frac{R2}{R2＋R3}) =5*(\frac{138.8}{138.8＋1000}－\frac{100}{100＋1000})=0.154867963087V≈0.155V U2=U1∗(R1＋R4R1​－R2＋R3R2​)=5∗(138.8＋1000138.8​－100＋1000100​)=0.154867963087V≈0.155V

  将其放大到ADC1最大可检测电压 3.3 V 3.3V 3.3V，所需的放大倍数为 3.3 / 0.155 ≈ 21.29 ≈ 21 3.3/0.155≈21.29≈21 3.3/0.155≈21.29≈21倍。

  但是在现实中， 100 ℃ 100℃ 100℃的开水降温速度很快，所以理想的倍数有点浪费，所以我们只测到 80 ℃ 80℃ 80℃，常温下的冰水升温速度也很快，所以我们最小也只测到 20 ℃ 20℃ 20℃，这就是设计条件的由来吧。

  实测 80 ℃ 80℃ 80℃时PT100的阻值约为 131.1 Ω 131.1Ω 131.1Ω，电桥所接输入电压为 5 V 5V 5V， R 3 = R 4 = 1 K R3=R4=1K R3=R4=1K若要使得测温范围是从 20 ℃ 20℃ 20℃ ~ 80 ℃ 80℃ 80℃，则精密电阻R2的阻值应该调为 20 ℃ 20℃ 20℃时PT100的阻值，实测约为 108 Ω 108Ω 108Ω，带入公式可得电桥的输出 U 2 = U 1 ∗ ( R 1 R 1 ＋ R 4 － R 2 R 2 ＋ R 3 ) = 5 ∗ ( 131.1 131.1 ＋ 1000 － 108 108 ＋ 1000 ) = 0.0.2159735882 V ≈ 0.092 V U2=U1*(\frac{R1}{R1＋R4}－\frac{R2}{R2＋R3})=5*(\frac{131.1}{131.1＋1000}－\frac{108}{108＋1000})=0.0.2159735882V≈0.092V U2=U1∗(R1＋R4R1​－R2＋R3R2​)=5∗(131.1＋1000131.1​－108＋1000108​)=0.0.2159735882V≈0.092V

  将其放大到ADC1最大可检测电压 3.3 V 3.3V 3.3V，所需的放大倍数为 3.3 / 0.092 ≈ 35.87 ≈ 35 3.3/0.092≈35.87≈35 3.3/0.092≈35.87≈35倍。

  接下来就要计算电阻取值了，因为 35 ∗ R 1 = 35 ∗ R 2 = R 3 = R 4 35*R1=35*R2=R3=R4 35∗R1=35∗R2=R3=R4，所以可以设R1、R2的阻值为 1 ∗ X Ω 1*XΩ 1∗XΩ，R3、R4的阻值为 35 ∗ X Ω 35*XΩ 35∗XΩ，只要算出 X X X即可算出全部的电阻， X X X为该差分放大电路的输入电阻值，如图7：

    现在生产的运放，一般其输入阻抗都很高，所以运放输入端电阻选择余地比较大，但又为了减少偏置电流带来的影响，降低噪声和温漂的影响，输入电阻的取值一般选择在 10 k Ω 10kΩ 10kΩ ~ 100 K Ω 100KΩ 100KΩ的区间。

  本次设计所使用的运算放大器为LM358，其内部集成结构如图7所示：

    LM358增益高（高达 100 d B 100dB 100dB），自带内部频率补偿，低功耗，差模输入电压范围宽（单电源 3 V 3V 3V ~ 30 V 30V 30V），输出电压摆幅大（ 0 V 0V 0V ~ V C C VCC VCC）。   使用R1和R2选用 10 K Ω 10KΩ 10KΩ，保证输入稳定的同时也尽可能地保证精度，所以R3和R4选用 350 K Ω 350KΩ 350KΩ。在现实中，有 10 K Ω 10KΩ 10KΩ的金属膜电阻和 300 K 300K 300K的金属膜电阻考虑到实际放大倍数可能不够，因为不是理想电路，所以用电位器503（ 50 K Ω 50KΩ 50KΩ）串联 300 K 300K 300K来达到想要的放大倍数。

    电路构思完成，将单臂电桥和差分放大电路合二为一，加上 0.1 u F 0.1uF 0.1uF的电容给输入 5 V 5V 5V电压滤波，搭建成完整的PT100驱动电路，如图8所示。届时调节电路，根据测温范围调节R2至合适，根据电压放大效果调节R9、R10至合适即可。  

  关于电路的焊接，我焊接了三次。

第一次焊接的板子为：“PT100驱动电路V1.0（万用阻值可调实验板）”，其精度特别满足设计要求，与标准温度的差值不超过0.1℃，但其毕竟是实验板，不是成品板，不能作为设计成品；

第二次焊接为：“PT100驱动电路V2.0（测试板）”，其精度基本满足设计要求，与标准温度的差值不超过0.2℃，但毕竟是校验板，还不是成品板，不能作为设计成品；

第三次焊接为：“PT100驱动电路V3.0”，属于成品板，其精度基本满足设计要求，与标准温度的差值不超过0.2℃，可作为设计成品。

  具体如下：

  ①PT100驱动电路V1.0（万用阻值可调实验板）

  功能：多固定电阻和可调电位器的焊接，使得每个电阻的电阻值可精确调节，其中R3、R4精确到1K，R5、R6可精确的阻值范围为 10 K 10K 10K ~ 15 K 15K 15K，R7、R8可精确的阻值范围为 250 K 250K 250K ~ 350 K 350K 350K；多排针焊接，可用万用表探查线路中电阻、电压、电流的变化；双色排针，用于标注电路的整体布线。

  焊接布局图：

    焊接效果图：

    使用杜邦线连接各个电阻，对电阻阻值进行精确调整；再用杜邦线连接整个电路，完成驱动板的硬件制作，如图11。

    ②PT100驱动电路V2.0（测试板）

  功能：在V1.0所测的数据后，选用更加合适阻值电阻的焊接，其中R3、R4精确到 1 K 1K 1K，R5、R6的阻值为 10 K 10K 10K，R7、R8的阻值为 300 K 300K 300K；多排针焊接，跳线帽完成各元件的连接，可用万用表探查线路中电阻、电压、电流的变化。

  焊接布局图：

    焊接效果图：

    较上一版本，新增电源控制模块，控制PT100驱动板的开关；并且体积明显减小，方便携带。

    ③PT100驱动电路V3.0

  功能：在V2.0的基础下，双面焊接，提高电路阻值精度和电路布线简洁度；新增可调整放大倍数（30倍~35倍）的5K电位器于底部；去除测试数据用的端口（排针、跳线帽）；新增独立电源接口，可单独给该驱动板供电。

  焊接布局图：略。

  焊接效果图：

    表：STM32F103RCT6实验板外设平面接口

    总代码工程链接下载：PT100测温系统  

  为了完成本次的设计目标，需要开始代码的构思，根据任务要求，在本次PT100测温系统的软件设计中，所需要使用的代码模块有：STM32F103RCT6自带的Time内部时钟模块、STM32F103RCT6自带的ADC模数转换模块、主板上的蜂鸣器模块、外设的OLED显示模块。

  系统运行前，要先初始化将要使用的这些模块。

  初始化后，让所有模块达到“备战”状态。

  当PT100驱动电路的输出被实验板上的STM32F103RCT6芯片的ADC1端口（PA1）读取到的时候，芯片自带的ADC模数转换模块会启动，将在ADC1端口（PA1）所读到的电压值用12位的AD值表示出来，并将这表示出来的AD值用液晶屏显示在屏幕上，此时AD值通过计算公式算出该AD时对应的温度，并将温度也一起显示出来，当转化出来的温度达到报警的要求（30℃，50℃，70℃），蜂鸣器鸣叫，即可完成本次设计的要求。

  总程序流程图如图21所示：

  主程序“main.c”

  为流畅运行本次设计，因而选用STM32F103RCT6自带的系统时钟TIM2、TIM3、TIM4、TIM5、TIM6、TIM7。以往会使用高精度的中断函数加以控制，以达到STM32F103RCT6最极限的延时精度，但这里不要求精度，所以不需要使用内部中断来写延时。

  其中，TIM2、TIM3、TIM4用来控制蜂鸣器报警系统，TIM5用来控制足以驱动并流畅运行系统各模块的延时（三种时间单位：us、ms、s），TIM6和TIM7用来控制AD采集的速度和滤波频次及速率。

  在所调用的6个系统时钟中，用来处理AD采集的两个系统时钟TIM6、TIM7是固定的速率，所以要对固定速率的系统时钟进行初始化。

  时钟程序“time.c”

  时钟程序“time.h”

  配置STM32F103RCT6的ADC1接口的读取模式，打开ADC1的时钟，设置为模拟输入模式，配置单通道扫描模式，配置连续转化模式，定义规则通道的外部触发方式为内部触发，设置数据对齐方式为右对齐，设置ADC模拟通道个数为1，设置被采集的通道为ADC1，使能ADC1，使能ADC1的复位校准，开始ADC1的复位，ADC1的复位和校准结束后，ADC1初始化结束，把LM358的输出接到ADC1上即可准备AD值的读取。

  由于5V电压不稳定，导致输出的AD值也会微微波动，此刻就需要用到程序滤波。

  使用时钟，每隔1ms采集一次AD值，并将所采集的AD值加起来，用IN存起来；使用时钟，每隔1s输出一次IN值，并将所输出的IN值除以1000，因为在这1s内采集了1000个AD值，除以1000后，就可以得到1S内平均AD值，也就是滤波。

  接着，再利用sprintf把要转换的AD数值格式化为字符串，并用OLED显示屏显示出来，由于IN值1s输出一次，使用滤波后的平均AD值1秒刷新一次。

    AD采集程序“adc.c”

  AD采集程序“adc.h”

  打开蜂鸣器引脚所在的时钟，设置其为推挽输出模式。

  TIM2控制蜂鸣器通电的时长，TIM3控制蜂鸣器断电的时长，TIM4控制蜂鸣器发声的音调（频率），以此来调出万能的警报声音。当温度达到报警温度，触发蜂鸣器响应程序，程序流程图如图22所示：

    蜂鸣器鸣响程序“sound.c”

  蜂鸣器鸣响程序“sound.h”

  打开OLED接口的时钟，推挽输出OLED两条信号线（SCL、SDA），并且一块拉高，延时200ms；关闭显示，设置时钟分频因子和震荡频率（[3:0]分频因子、[7:4]震荡频率），设置驱动路数为默认0X3F(1/64)，设置显示偏移默认为0，设置显示开始行 [5:0]，电荷泵设置为bit2，设置内存地址模式页地址模式，段重定义设置为bit0:0,0->0;1,0->127，设置COM扫描方向为普通模式，设置COM硬件引脚配置为[5:4]配置，对比度设置为默认0X7F最亮，设置预充电周期为[3:0]、PHASE 1、[7:4]、PHASE 2，设置VCOMH 电压倍率为[6:4] 0.83*3.3，开启全局显示，设置显示方式为正常，开启显示，清屏，OLED初始化完成。

  PT100的阻值是随着温度的变化而变化，在对各标准温度下温度AD采集的结果可以得出，AD值随着温度的升高而升高，其线性关系近乎是一条直线，但这条直线有略微的弯曲，所以需要进行大量的AD采集进行数据拟合。

  本次设计计划使用100个AD采集数据，也就是100个温度区间，但一百个区间很多，不可能用计算器一个一个计算，所以这一百个区间（温度-AD）将被分别放入两个数组（一个数组放温度值，一个数组放AD值，两两对应），再在程序中用AD比对，找出此刻LM358传来的AD在哪个区间，再用固定的公式算出每个AD的温度是多少 该 区 间 温 度 变 化 / 该 区 间 A D 变 化 = 每 个 A D 是 多 少 温 度 该区间温度变化/该区间AD变化=每个AD是多少温度 该区间温度变化/该区间AD变化=每个AD是多少温度  再乘以此刻测出的实时AD值，算出准确的温度。

  又由于供电不稳定，每次供电接口的微微位移，都会使得V供电偏大或者偏小，间接导致同温度下，LM358输出的AD与AD采集时的电压不一致，所以在AD值进入计算前，先借助标准仪表对比同温度下与AD采集时的AD偏移了多少AD，对程序中的AD进行误差加减，把微微偏移的AD曲线平移到AD采集时的曲线。   PT100测温系统程序“PT100INT.c”

  PT100测温系统程序“PT100INT.h”

  最终结果，所测试的温度与标准仪表相差 0.1 ℃ 0.1℃ 0.1℃ ~ 0.2 ℃ 0.2℃ 0.2℃。

  图28为PT100测温系统的测温显示效果：

    当前面板所显示的AD值每1s刷新一次；

  所显示的温度值每1s刷新一次；

  警报未响起时蜂鸣器状态显示“静音”，警报响起时蜂鸣器报警鸣叫，且状态显示“鸣响”，当报警声响三遍后，报警声停止，蜂鸣器报警系统进入睡眠状态，当温度继续上升超过报警温度1℃时，蜂鸣器报警系统又会进入预备触发状态，等待报警温度的再次达到报警温度值；

  最底下的图案为系统运行指示灯，当系统正在（流畅）运行时，该图标是动态显示的动画状态，最右边的方形图标闪烁。  

  在设计电桥中，一开始是把 5 V 5V 5V接在PT100与精密电阻间，把GND接在两个 1 K 1K 1K中间，模拟软件测试没有问题，但实际电路中会出现问题，LM358的2号引脚和3号引脚不能承受过大的电压，最终导致LM358的输出为爆输出状态（标准温度下超过 3.3 V 3.3V 3.3V），但在LM358的芯片手册上提到这两个引脚所能接受的电压远远不止这么少，百思不得其解。

  所以在设计中将GND接在PT100与精密电阻间，把 5 V 5V 5V接在两个 1 K 1K 1K中间，让 1 K 1K 1K去分掉电压，模拟软件测试也是没有问题，最终LM358的2号引脚和3号引脚所承受的电压降到了 0.5 V 0.5V 0.5V以下，输出也和模拟差不多，电路调试成功。  

  根据实测，实物与理论出现预料范围内的偏差（电桥输出比理论偏大，放大倍数比理论偏小），通过串联电位器（由于元件不足，没有过大的电位器），勉强把放大倍数调整到了32倍。  

  此时刚好测出一百个温度区间内的AD值（当温度降的慢AD变化率小的时候，选最大温度区间为 1 ℃ 1℃ 1℃，；但当温度降得快，AD变化很大的时候，选用最小温度区间为 0.5 ℃ 0.5℃ 0.5℃，多次高温采样），其折线图25所示。

    一百个区间已出，每个区间的斜率 K = 温 度 变 化 / A D 变 化 = 每 个 A D 是 多 少 温 度 K= 温度变化/AD变化=每个AD是多少温度 K=温度变化/AD变化=每个AD是多少温度  很容易可以求出来，只要把AD乘上对应区间的该斜率，则可求出对应的温度。