Buck开关调整器拓扑

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Buck开关调整器拓扑

2023-06-22 03:04| 来源: 网络整理| 查看: 265

开关电源简介：

开关电源使用开关晶体管将输入直流电压斩波成方波，方波由占空比(Duty Cycle）调节，并通过低通滤波器（LPF）得到直流输出电压

1、LPF采用合适的电感、输出电容（LC）可将方波脉冲平滑成无纹波直流输出，其值为方波脉冲的平均值（AVG）

2、开关电源整个电路检测输出电压，并结合负反馈（Negative Feedback）控制占空比,稳定输出电压不受输入网压和负载变化的影响

3、高频开关电压的功率密度（Powe Density）可达20W/in3 ，而且可以获得与输入隔离的多组输出 //而线性调整器的功率密度仅0.25W/in3，且无法满足数字存储系统所需要的足够长的保持时间

4、无需体积较大的工频变压器，且效率达到75%~95%

Buck调整器的典型拓扑图

：

Buck调整器的相关概念

1、开关型调整器的恒频工作方式，在这类调整器中，功率器件的导通时间 Ton 时可调的，而整个开关周期 T 是固定的

其中，我们将 D = Ton / T = Ton / (Ton+Toff) 的比值称为占空比

2、开关电源的控制技术主要有三种：

(1)脉冲宽度调制(PWM)；

开关型稳压电路是在控制电路输出频率不变的情况下，通过电压反馈调整其占空比，从而达到稳定输出电压的目的

(2)脉冲频率调制(PFM)；

调制信号的频率随输入信号幅值而变化，其占空比不变

(3)脉冲宽度频率调制(PWM-PFM)。

Buck调整器的基本工作方式一、Buck开关电路主要波形概述

预备知识：

硬开关，是指不管开关管（DS-漏极源极之间或CE-集电极发射极之间）上的电压或电流是多少，强行turn on或者turn off开关管，一般在固定周期下对开关管进行开关，便是硬开关。

软开关技术是开关器件得以高频化的重要技术之一，它应用谐振原理，使得开关器件中的电流或者电压按正弦或者准正弦规律变化，当电流自然过零时，关断器件；当电压自然过零时，开通器件。从而减少了开关损耗，同时极大地解决了感性关断，容性开通等问题。软开关通过检测开关管的电流或者其他技术，做到当开关管两端的电压或流过开关管的电流为零时才导通或者关断，这样开关管不会存在开关损耗。

晶体管Q1与直流输入电压 Vdc 串联，通过Q1硬开通和硬关断，在V1处产生方波电压

图b ：

Q1导通时，令V1处电压为 Vdc （假设导通压降为零），电流通过电感 Lo 流至输出端

Q1关断时，根据楞次定律可知电感 Lo 将产生一个左负右正的感应电动势，这使得 V1 点的电压迅速降为零,并接着变为负值(参考地) ，直至达到续流二极管 (假设导通压降为零) 的导通压降后,V1 点被钳位于 -0V8在一个周期T内,V1点的方波的电压平均值 =Vdc*Ton / To = Vdc *D , Lo和Co构成的滤波器接于V1和Vo之间，合适的LC参数能使得Vo 成为幅值为 Vdc *D 的无尖峰无纹波的直流电压

图a ：通过对Vo进行采样·(通过采样电阻R1、R2)后将其输入误差放大器（Erro Amplifier）的同相端与参考电压Vref进行比较，被EA放大的的误差电压Vea接着输入到脉宽调制器(电压比较器)PWM。PWM编辑器的另一个输入是周期为T的锯齿波Vt，其幅值一般为3V

图c ：PWM电压比较器根据误差电压Vea与锯齿波电压Vt的大小关系，产生矩形波脉冲Vwm

注：图d、e、f 接本段第三节

二、PWM控制开关管逻辑简述

PWM脉冲输入到电流放大器，并以负反馈方式控制开关管Q1的通断，其逻辑关系是：

前提：负载不变，即输出功率恒定，输出变化决定输入变化。 P=U*I

若输入电压Vdc稍微升高，则输入电流降低，从而导致EA输出电压Vea降低，在图a中即表现为水平方向的 Vea 曲线下移，从而导致在之后经过电压比较器后输出的图c Vmw 矩形脉冲波形的正电平状态的脉冲宽度(即Q1的导通时间) Ton 缩短，从而实现调节输出电压 Vo=Vdc * Ton / T 保持不变。当Vdc下降时同理。

Q1导通时间的改变使采样电压总是等于参考电压，即 Vo R2/（R2+R1）= Vref

三、Buck调整器的主要电流波形在开关型调整器中，开关管要么完全导通（只有非常小的功耗），要么完全关断（功耗可以忽略）。相对于线性调整器，开关型调整器技术的最大优势在于功率回路中的线性元件损耗非常小，因此具有较高的功率转换效率

为便于分析，假设所有元件都是理想的，且电路稳定工作，输入电压和输出电压恒定

图d ：Q1导通，此时V1点电压就是Vdc。这里对于Buck降压电路，可知 Vo ＜ Vdc ，此时电感 Lo 承受的电压为（Vdc - Vo）。由于电感上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为 di/dt = （Vdc - Vo）/ Lo 图e ：Q1关断时：（关断前）流过 Q1 、 Lo 、Co 、RL(负载) （关断后）转移流向 D1 、Lo 、Co 、RL 在稳定运行状态下,Q1关断时间结束时,电感 Lo 的电流下降到 I1 ,并仍然流过 D1 、Lo 、Co 、RL 当Q1再次导通，它的电流逐渐取代二极管D1的正向电流，当Q1上的电流上升到I1 时,二极管 D1 的电流降为零并关断，V1点的电压近似升到Vdc，使 D1 反偏截止图f ：因为Q1是硬开通，这个开通的过程非常快，一般小于1us(1MHz)。因此，电感 Lo 上的电流是 Q1 导通时的电流和 Q1 关断时的电流之和，即为图中的 I(L.O)。该电流包含直流分量和以输出电流 Io 为中点的三角纹波波分量（I2 - I1)。因此可推断图d和图e中波形斜坡的中点的电流就是直流输出电流 Io 。随着输出电流 Io 的改变，图d、e中的斜坡中点也会改变，但斜坡的斜率不变。 Q1导通时，电感 Lo 的斜坡斜率始终为： (Vdc - Vo）/ Lo Q1关断时，电感 Lo 的斜坡斜率始终为： Vo / Lo 根据伏秒平衡原理，易得输出电压的表达式 Vo=D*Vin 因为电感电流纹波的Vpp与输出电流平均值，当 Io减小使图d、e中的电流纹波谷值达到零时 (此时的输出电流称作临界负载电流)，电路的特性将发生很大的变化。即 DCM（非连续导通模式）和CCM（连续导通模式） Buck调整器的效率

交流开关损耗(或称电压电流重叠损耗)的

最理想的状态：Q1导通时，电压电流变化同时开始和结束。Q1电流从零上升到Io的同时其电压从最大值Vdc下降为0。

最恶劣的状态：Q1导通时，电压保持最大值Vdc_max直到电流达到最大值才开始下降。断开时，电流保持恒定值Io直到Q1电压达到最大值Vdc才开始下降。

若忽略交流开关损耗，

则 Efficiency=Po/(Po+Losses)=Vo/（Vo+1）

若考虑交流开关损耗(理想情形)，

则Efficiency=Po/(Po+DCLosses+ACLosses)=Vo/（Vo+1+VdcTs/(3T)）

若考虑交流开关损耗(最恶劣/更接近实际情形)，

则Efficiency=Po/(Po+Pt)=Vo/[Vo+(1+2Vdc*Io*Ts/T)]

若使用线性调整器，

则Efficiency=Vo/Vdc_max

理想开关频率的选择

Buck输出电压由Vo=F*Vdc/Ton，

而(最恶劣情形)交流损耗(导通损耗和关断损耗之和)为Pac=2F*Vdc*Io*Ts

在设计电路时往往首先考虑的时尽量选择高频率以减小滤波器件LC的体积，由Pac可知在选择高频率提高输出电压的同时电路交流损耗也随之增加。并且此处为考虑续流二极管D1的损耗，因为D1的反向恢复时间很短（反向恢复时间时二极管从其开始承受反向电压瞬间到停止流过反向漏电流所经历的时间）。续流二极管会带来明显的损耗，应使用反向恢复时间为35ns或更快的超快恢复二极管作为续流二极管

简而言之，开关时间越长，损耗越大。缩短开关周期（增加频率）的确能减小滤波器的体积，需要更严格的高频布线和元器件，并且导致总损耗的增加就需要使用更大的散热器，因此需要在两者之间折中选择。现阶段开关频率低于100kHZ比较理想，而对于有些高效率的已能工作与MHz级的开关频率，这需要投入更多的时间，并需要更多的经验。随着技术的发展，开关频率可以不断的提高。

滤波电感的设计

输出电感和电容一般作为低通滤波器(LPF)，而且在计算传递函数和环路补偿时一般作为LPF处理。

一般的，可以将电感看出时开关过程中维持电流相对恒定的元件(即当功率器件导通时存储能量，关断时传递能量给输出端)

一般的，可以认为扼流圈是一种功率电感，它可以承受交流电压应力，并可承受(包含相当大的直流电流分量)直流电流分量。(区别于纯电感：直流电流分量为零)

Io=0.95A时，第三幅波形，斜坡阶梯刚好消失，电流波形斜坡的始端为零电流，此时电感进入不连续模式（DCM），此时负载电流为临界电流。在CCM下导通时间基本保持不变,进入DCM后Q1导通时间会急剧下降

一般的，控制环路能够在整个负载范围内对输出电压进行恒定控制，即使电感进入DCM。因此容易让人认为电感进入DCM对电路工作没有影响，实际上，此时传递函数已发生很大改变，控制环路必须适应这种变化。

CCM时，Vo=V1*D。可知当负载电流变化是不需要调节占空比输出电压仍保持恒定（Buck的等效输出电阻非常低，近乎0）。实际上当输出电流变化时，导通时间也会稍微变化，因为Q1的导通压降和电感等效电阻随着电流的变化而略有变化，因此需要对Ton做出适当调整。

DCM时， $V_{o}=\frac{V_{1}\cdot 2D}{D+\sqrt{D^{2}+\frac{8L}{RT}}}$ ，因为控制环路要保持输出电压恒定，负载电阻R和负载电流I成反比关系(U恒=IR)，可见占空比D将与负载电流有关。因此在DCM状态时，由于电流斜坡已降到零，则只有减少Q1导通时间来减小电流(相当于有输出阻抗)。因而负反馈控制环路的设计较困难，且瞬态特性将降级

上图中（a）为临界连续工作模式。（b)为DCM，当进入该模式时，Q1导通之前，D1电流正好下降到零，当电感Lo电流为零时，Q1的发射极E电压等于输出电压，这会引起Q1射极电压的衰减震荡，即振铃现象，其振荡频率由Lo、Q1和D1的寄生电容确定。电压振铃虽然不会损坏电路，但是为了抑制RFI(Radio Frequency Interference射频干扰)，必须给D1并联一个RC缓冲电路，参考思路如下：

所有的二极管RC吸收电路可能都得通过实际调试来确定，因为功率二极管本身有结电容，功率线路存在寄生，特别是大功率电路。

1、先去掉RC，测量初始振荡频率多高；

2、直接在功率二极管两端并一个电容，慢慢增大电容，使振荡频率减为初始的一半，电容就固定在这个容值，一般在1nF-10nF之间，并且计算出电路的寄生电容、电感；

3、根据振荡电路的特征参数来确定串联电阻的大小，或者干脆通过实验的方法尝试不同的阻值，几欧到几十欧范 ...

而在Boost拓扑中，这种转变(CCM--->DCM)会产生一些问题

CCM的电感设计

电感的选择应保证直流输出电流为最小规定电流（通常约为额定负载电流的1/10），电感电流也保持连续

电感电流斜坡为dI=I2-I1，因为当 $\mathit{I_{o}=0.5I_{L-PP}}$ 时，进入不连续工作模式，则

$I_{2}-I_{1}=dI=0.2I_{on}$

$dI=\frac{V_{L}T_{on}/L=(V_{1}-V_{o})T_{on}}{L}$ V1为Q1发射极端电压且非常接近Vdc，所以

$L=\frac{(V_{dc}-V_{o})T_{on}}{dI}$ ， $T_{on}=\frac{V_{o}T}{V_{dc}}$ ，且Vdcn和Ion时额定值，所以

$L=\frac{5(V_{dcn}-V_{o})V_{o}T}{V_{dcn}I_{on}}$ ，式中Ion为输出电流额定值并等于电感电流斜坡的中间值

因为电感电流在Ion的±10%范围内波动，电感的时间应保证它在直流电流为1.1Ion时仍不明显饱和

电感器（扼流圈）的设计

大部分的工业需要较大的负载范围，因此需要相对大的扼流圈，这有可能不能满足，设计者可以采取某些折中的办法来灵活选择磁心。如果扼流圈选择的为上面L的计算表达式所求得的值的一半，则电感会在电流等于额定电流的1/5（而不再为原来的1/10）时就进入DCM。这将使负载调整稍微变差，所对应的最小电流值。但由于选用的电感值较小，负载瞬变时，Buck调整器的响应较快

输出电容的选择

1、输出电容Co的选择需要满足一些特性的要求。Co并非理想电容，它可等效为寄生电容Ro(ESR)、电感Lo（ESL）以及理想纯电容Co的串联

2、一般的，如果考虑串联扼流圈Lr的纹波电流幅值，我们希望这个纹波电流的大部分分量流入输出电容Co。因此输出电压的纹波由Co、Lo、Ro决定

3、对于低频纹波电流，Lo可以忽略，输出纹波主要由Ro、Co决定

4、实际的转变频率和电容器的设计有关，转变频率一般大于500kHz，因此当低于500kHz时，Lo可以被忽略。Co一般是达电解电容，因此在开关频率处，由Co产生的纹波电压分量小于由Ro产生的纹波电压分量。因此在中频段，对于一阶系统，输出纹波接近等于Lf的交流纹波电流乘以Ro

5、有两个分别由R。和C。决定的纹波分量。由R决定的纹波分量与(I2-I1)电感斜坡电流峰峰值成正比，而由Co决定的纹波分量与流过Co电流的积分成正比，两者相位不同。但考虑最恶劣的情况,假设它们同相叠加。为估算这些纹波分量并选择电容,必须要知道Ro的值,而电容厂家很少直接给出该值。但从一些厂家的产品目录可以认定，对很大范围内不同电压等级不同容值的常用铝电解电容,其Ro*Co的值近似为常数。 $R_{o}C_{o}=50-80x10^{-16}\Omega F$