特征：V/F转换到1 MHz；可靠的整体结构；极低非线性；10 kHz时，典型值为0.002%；100 kHz时0.005%典型值；1兆赫时为0.07%典型值；输入偏移可调为零；CMOS或TTL兼容；单极、双极或差分V/F；V/F或F/V转换；表面贴装；提供符合MIL-STD-883的版本。

产品描述

AD650 V/F/V（电压-频率或频率-电压转换器）提供了高频操作和以前不可用的单片形式的低非线性的组合。v/f传递函数固有的单调性使ad650成为一种高分辨率模数转换器。灵活的输入配置允许使用多种输入电压和电流格式，具有单独数字接地的开放式集电极输出允许简单地连接到标准逻辑系列或光耦合器。

AD650的线性误差通常为20ppm（满标度的0.002%），在10kHz满标度时最大为50ppm（0.005%）。这对应于模数转换器电路中的大约14位线性度。更高的满标度频率或更长的计数间隔可用于更高的分辨率转换。AD650具有60年的有效动态范围，允许极高分辨率的测量。即使在1 MHz满标度下，AD650KN、BD和SD等级的线性度也保证小于1000 ppm（0.1%）。

除了模数转换外，AD650还可用于隔离模拟信号传输应用、相位锁定回路电路和精密步进电机速度控制器。在F/V模式下，AD650可用于精密转速表和FM解调电路。输入信号范围和满标度输出频率由用户通过两个外部电容器和一个电阻器进行编程。输入偏置电压可以用一个外部电位器调零。

AD650JN和AD650KN采用塑料14铅浸渍包装。AD650JP可用于20引线塑料引线芯片载体（PLCC）。AD650的两个塑料包装版本都规定了商用（0°C至+70°C）温度范围。对于工业温度范围（–25°C至+85°C）应用，AD650AD和AD650BD采用陶瓷封装。AD650SD适用于整个-55°C至+125°C的扩展温度范围。

产品亮点

1、除了非常高的线性度外，AD650还可以在高达1MHz的满标度输出频率下工作。这两个特性的结合使得AD650成为需要高分辨率单调A/D转换的应用的廉价解决方案。

2、AD650具有非常通用的架构，可以配置为适应双极、单极或差分输入电压或单极输入电流。

3、ttl或cmos兼容性是通过使用opencollector频率输出实现的。对于传统的cmos或ttl逻辑电平，上拉电阻器可以连接到高达+30v或+15v或+5v的电压。

4、通过添加简单的逻辑偏置网络并重新配置ad650，用于v/f转换的相同组件也可用于f/v转换。

5、AD650提供独立的模拟和数字接地。此功能允许在实际应用中防止接地回路。

6、AD650有符合MILSTD-883的版本。详细规格见模拟装置军品数据手册或现行AD650/883B数据表。

电路操作

单极配置

AD650是一个电荷平衡电压-频率转换器。在图1所示的接线图或图2a的框图中，输入信号被输入电阻rin转换成等效电流。该电流由一个内部反馈电流精确地平衡，该电流由一个从开关的1毫安内部电流源以短时间、定时的脉冲传输。这些电流脉冲可以被认为是精确定义的电荷包。所需的电荷包的数量，每个产生一个输出晶体管的脉冲，取决于输入信号的幅度。由于单位时间传送的电荷包的数目取决于输入信号的幅度，因此将完成线性电压频率转换。频率输出通过开路集电极晶体管提供。

更严格的分析表明电荷平衡电压-频率转换是如何发生的。

如图2a所示，该装置被布置为v-to-f转换器。该装置由输入积分器、电流源和转向开关、比较器和一次触发组成。当一次触发的输出低时，电流转向开关s1将所有电流转移到运算放大器的输出，这称为积分周期。当触发一次触发且其输出高时，开关s1将所有电流转移到运算放大器的求和结；这称为复位周期。图2中显示了两种不同的状态以及不同的支路电流。应该注意的是，从运放的输出电流对于任何一种状态都是相同的，从而使瞬变最小化。

正输入电压产生一个电流（iin=vin/rin），对积分器电容器cint充电。当电荷在CINT上积累时，积分器的输出电压向地倾斜。当积分器输出电压（引脚1）超过比较器阈值（–0.6伏）时，比较器触发一次触发，其时间周期tos由一次触发电容cos确定。具体来说，一次性时间段是：

一旦积分器输出电压超过比较器阈值，并且积分器以一定量向上倾斜，复位周期即开始：

复位周期结束后，设备开始另一个积分周期，如图2所示，并再次开始向下倾斜。达到比较器阈值所需的时间量如下：

现在输出频率为：

请注意，积分电容器cint对传递关系没有影响，但仅决定积分器输出锯齿信号的振幅。

一次性计时

前面分析的一个关键部分是方程式（1）中给出的一次性时间段。该时间段可分解为大约300 ns的传播延迟，以及与定时电容cos线性相关的第二时间段。当触发一次触发时，将引脚6固定在模拟接地上的电压开关打开，允许该电压变化。一个内部0.5毫安的电流源连接到引脚6，然后将其电流从cos中抽出，导致引脚6处的电压线性下降。在大约–3.4 V时，单发重置自身，从而结束计时周期并重新开始V/F转换循环。总的一次性时间段可以用数学形式表示为：

替换上面引用的实际值：

这简化为上面给出的时间周期方程。

组件选择

用户只能选择四个组件值。这些是输入电阻rin、定时电容cos、逻辑电阻r2和集成电容cint。前两个决定输入电压和满标度频率，而后两个则由其他电路因素决定。

在要选择的四个组件中，R2是最容易定义的。作为一个上拉电阻，如果希望ttl的最大电压为0.4v，则应选择将通过输出晶体管的电流限制在8ma。例如，如果使用5伏逻辑电源，R2应不小于5伏/8毫安或625欧姆。如果需要，可以使用较大的值。

RIN和COS是设置满标度频率以适应给定信号范围的唯一两个参数。受rin和cos选择影响的swing变量是非线性的。图3的选择指南非常形象地展示了这一点。一般来说，较大的cos值和较低的满标度输入电流（较高的rin值）提供更好的线性度。在图3中，显示了RIN四种不同选择的含义。尽管选择指南是针对输入信号范围为0到10 V的单极性配置设置的，但其结果可以扩展到其他配置和输入信号范围。对于100 kHz的满标度频率（对应于10 V输入），您可以看到，在可用的选择中，Rin=20 K和Cos=620 pF给出了最低的非线性，0.0038%。另外，如果你想使用最高的频率，这将产生20ppm的最小非线性，约为33kHz（40.2kΩ和1000pf）。

对于10 V以外的输入信号跨距，输入电阻必须按比例缩放。例如，如果为0 V–10 V跨距调用100 kΩ，则10 K将用于0 V–1 V跨距，或200 kΩ用于±10 V双极连接。

最后要选择的元件是集成电容器CINT。在几乎所有情况下，CINT的最佳值可以使用以下公式计算：

当使用适当的cint值时，ad650的电荷平衡结构提供输入信号的连续集成，因此产生大量的噪声和干扰。

如果在恒定栅极周期内通过计数脉冲来测量输出频率，则积分可为对应于栅极周期及其谐波的频率提供无限的法向模抑制。然而，如果积分器级被过大的噪声脉冲饱和，则信号的连续积分将被中断，使得噪声出现在输出端。如果将出现在cint上的噪声的近似量是已知的（vnoise），则可以使用以下不等式检查cint的值：

例如，考虑一个应用程序，它要求最大频率为75 kHz，信号范围为0 V–1 V，电源电压仅为±9 V。图3中的组件选择指南用于为RIN选择2.0 kΩ，为COS选择1000 pF。这将导致约7微秒的一次性时间周期。将75 kHz代入方程式7，得出CINT的1300 pF值。当输入信号接近零时，在复位阶段，1毫安通过集成电容器流向开关电流接收器，导致CINT上的电压增加约5.5伏。由于积分器输出级需要大约3伏的磁头空间才能正常工作，因此在信号线上集成外来噪声只剩下0.5伏的裕度。此时负噪声脉冲可能使积分器饱和，从而导致信号积分误差。将cint提高到1500 pf或2000 pf将提供更多的噪声裕度，从而消除这个潜在的故障点。

双极性V/F

图4显示了如何使用内部双极电流接收器为±5 V信号范围提供半刻度偏移，同时提供100 kHz的最大输出频率。当在引脚4和5之间连接1.24 kΩ电阻器时，启用标称0.5毫安（±10%）偏置电流接收器。因此，在显示接地10 kΩ标称电阻的情况下，在引脚2处产生-5 V偏移。

由于引脚3也必须为-5 V，因此通过RIN的电流为：10伏/40千欧=+0.25毫安（在车辆识别号=+5伏时），0毫安（在车辆识别号=–5伏时）。

选择组件时使用的指导原则与单极配置中概述的指导原则相同，只需进行一次更改。整个信号范围内的电压必须等于最大值

单极配置中的输入电压。换言之，输入电阻rin的值由输入电压跨度而不是最大输入电压决定。还建议使用从针脚1到接地的二极管。这将在“其他电路条件”一节中进一步讨论。

在单极电路中，rin和cos必须具有低温系数，以最小化总增益漂移。用于激活0.5毫安偏置电流的1.24 kΩ电阻器也应具有低温系数。双极偏置电流的温度系数约为–200 ppm/℃。

单极V/F，负输入电压

图5显示了负输入电压V/F转换的连接图。在这种结构中，满标度输出频率发生在负满标度输入，零输出频率对应于零输入电压。

可以使用非常高阻抗的信号源，因为它只驱动非垂直积分器输入。该端子的典型输入阻抗为1 GΩ或更高。对于使用图1的连接图的正输入信号的v/f转换，信号发生器必须能够提供集成电流来驱动ad650。对于图5中的负V/F转换电路，积分电流通过R1和R3从地面引出，有源输入为高阻抗。负输入电压的电路操作与前一节中描述的正输入单极转换非常相似。为了获得最佳运行结果，请使用该节中列出的组件方程。

F/V转换

AD650还制造了一个非常线性的频率-电压转换器。图6显示了用TTL输入逻辑电平进行F/V转换的连接图。每次输入信号越过比较器阈值变为负值时，一次触发被激活，并在测量的时间段内（由cos确定）将1 ma切换到积分器输入。随着频率的增加，注入集成电容器的电荷量成比例增加。当通过r1和r3的泄漏电流等于被切换到积分器的平均电流时，通过积分器的电压稳定。这两种效应的最终结果是平均输出电压与输入频率成正比。通过使用v/f转换部分中列出的相同准则和方程选择组件，可以获得最佳性能。

高频操作

当AD650在或接近其最大频率1兆赫时，必须遵守适当的射频技术。引线长度必须尽可能短，尤其是在一次性和集成电容器上，以及在集成和结处。此外，在500 kHz以上的最大输出频率下，需要一个3.6 kΩ的下拉电阻器，从引脚1到–vs（见图7）。通过下拉电阻的附加电流降低了运算放大器的输出阻抗，改善了其瞬态响应。

去耦和接地

在电源电压引脚上使用旁路电容器并在电源线中插入小值电阻（10Ω至100Ω）是良好的工程实践，以提供系统中各电路之间的去耦措施。应在电源电压引脚和模拟信号接地之间使用0.1μf至1.0μf的陶瓷电容器，以便在AD650上正确旁路。

此外，在每条电源线上，1μf至10μf的较大板级去耦电容器应相对靠近ad650。在高分辨率数据采集应用中，这种预防措施是必不可少的，因为人们期望利用AD650的全线性和动态范围。尽管某些类型的电路在每个电路板上只有一个位置的电源去耦时可以令人满意地工作，但在高精度模拟设计中强烈反对这种做法。

AD650上提供单独的数字和模拟接地。开路集电极频率输出晶体管的发射极是返回数字接地的唯一节点。所有其他信号均指模拟接地。两个独立接地的目的是允许高精度模拟信号和电路数字部分之间的隔离。在数字地面上，在不影响vfc精度的情况下，可以容忍多达几百毫伏的噪声。当切换与频率输出信号相关的大电流时，这种接地噪声是不可避免的。

在1兆赫满标度下，有必要使用约500欧姆的上拉电阻，以获得足够快的上升时间，从而提供定义良好的输出脉冲。这意味着，例如，从5伏逻辑电源，开路集电极输出将消耗10毫安。

由于电线的自感，这种大电流的开关肯定会在长距离接地运行时引起响铃。例如，20规格导线的电感约为每英寸20毫安；在12英寸20规格导线的末端以50毫安的电流转换10毫安，将产生50毫伏的电压尖峰。AD650的独立数字接地将很容易处理这些类型的开关瞬态。

由于这些快速瞬变产生的电磁能量辐射所造成的干扰仍将是一个问题。通常，电压尖峰由感应开关瞬态产生；这些尖峰可以电容耦合到电路的其他部分。另一个问题是由于电线的分布电容和电感引起的地线和电源线的振铃。这种振铃还可以将干扰耦合到敏感的模拟电路中。解决这些问题的最佳方法是在AD650封装中适当绕过逻辑电源。

1 μf至10μf钽电容器应直接连接到上拉电阻器的电源侧和数字接地引脚10。上拉电阻器应直接连接到频率输出引脚8。旁路电容器和上拉电阻器上的引线长度应尽可能短。电容器将提供（或吸收）电流瞬变，大的交流信号将通过电容器、上拉电阻和频率输出晶体管以物理上的小回路流动。重要的是，回路的物理尺寸要小，原因有两个：第一，如果导线短路，自感会减少；第二，回路不会有效地辐射rfi。

数字接地（针脚10）应单独连接到电源接地。请注意，通向数字电源的导线仅携带直流电流，不能辐射射频干扰。由于模拟和数字接地上返回的电流不同，也可能存在直流接地降。这不会引起任何问题。事实上，AD650可以承受模拟和数字接地之间高达0.25伏的直流电位差。这些特点大大简化了大型系统的配电和地面管理。正确的接地技术要求数字和模拟接地分别返回电源。此外，信号接地必须直接参考组件上的模拟接地（引脚11）。所有信号接地应直接连接到引脚11，尤其是一次性电容器。

温度系数

AD650的漂移规范不包括任何支持电阻器或电容器的温度效应。输入电阻r1和r3以及定时电容cos的漂移直接影响整体温度稳定性。在图2的应用中，与100 ppm/℃电容器一起使用的10 ppm/℃输入电阻器可能导致最大的整体电路增益漂移：150 ppm/摄氏度（AD650A）+100 ppm/摄氏度（COS）+10 ppm/摄氏度（RIN）260 ppm/摄氏度

在双极结构中，用于激活内部双极偏置电流源的1.24 kΩ电阻器的漂移将直接影响该电流的值。该电阻器应与连接至运放非转换输入（引脚2）的电阻器匹配，见图4。也就是说，这两个电阻的温度系数应该相等。如果是这种情况，则电阻的温度系数的影响相互抵消，并且在运算放大器非转换输入处产生的偏移电压的漂移将仅由ad650确定。在这些条件下，双极偏置电压的tc通常为–200 ppm/℃，最大为–300 ppm/℃。偏置电压总是随着温度的升高而减小。

其他电路元件不直接影响VFC过温变化的精度，只要它们的实际值与标称值相差不大，从而妨碍操作。这包括集成电容器，CINT。CINT电容值的变化只会导致电容器两端的电压变化率不同。在积分阶段（参见图2），CINT上的电压变化率与复位阶段相反。

1、“电子系统中的降噪技术”，作者：H.W.Ott，

通过漂移或CINT的公差。积分器电容器的变化的净效应只是改变积分器输出处锯齿波的峰间振幅。

AD650的增益温度系数不是恒定值。相反，增益tc是满标度频率和环境温度的函数。在低满标度频率下，增益tc主要由内部基准（埋置齐纳基准）的稳定性决定。这种低速增益tc可以相当好；在10 kHz满标度下，接近25°C的增益tc通常为0±50 ppm/℃。尽管增益tc随环境温度变化（在较高温度下趋于正），但在整个军事温度范围内，漂移仍保持在±75 ppm/℃的窗口内。在满标度频率高于10khz时，动态误差比直流参考电压的静态漂移更为重要。在100 kHz及以上的满标度频率下，这些定时误差控制增益tc。例如，在100 kHz满标度频率（Rin=40 K和Cos=330 pF）下，接近室温的增益Tc通常为-80±50 ppm/℃，但在接近+125℃的环境温度下，增益Tc往往更为正值，通常为+15±50 ppm/℃。该信息以图形形式显示在图8中。在较高的温度下，增益tc总是趋于正。因此，可以通过使用具有适当tc的一次性电容器来消除电路的漂移来调整ad650的增益tc。例如，考虑100 kHz满标度频率。平均漂移-100ppm/℃意味着随着温度的升高，电路将产生一个较低的频率响应于给定的输入电压。这意味着，随着温度的升高，一次性电容器的值必须减小，以补偿AD650的增益Tc；也就是说，电容器的Tc必须为-100 ppm/℃。现在考虑1 MHz满标度频率。

除非知道预期的环境温度范围，否则不可能在性能上取得很大的改进。例如，在恒定低温应用中，例如在北极气候（大约-20°C）中收集数据，需要漂移-310 ppm/℃的cos，以补偿ad650的增益漂移。但是，如果该电路的环境温度应为+75°C，则cos cap将增益tc从大约0 ppm改变为+310 ppm/℃。

当ad650被配置为负或双极输入电压以及f/v转换时，上述组件的温度效应相同。

非线性规范

AD650的线性误差由端点法指定。也就是说，误差是用在满标度和“零”下校准变换器后与理想电压-频率转换关系的偏差来表示的。非线性将随一次性电容器和输入电阻的选择而变化（见图3）。线性规范的验证需要线性误差小于20ppm的可切换电压源（或dac）的可用性，并且使用非常长的测量间隔来最小化计数不确定性。每个ad650都会自动进行线性测试，通常不需要进行这种验证，这既繁琐又耗时。如果需要进行非线性测试，无论是作为来料质量筛选的一部分，还是作为最终产品评估的一部分，一个自动化的“台式”测试仪将被证明是有用的。参考文献2中描述了基于模拟装置的lts-2010的这种系统。

图9显示了电压-频率转换关系，为清晰起见，非线性被放大。确定非线性的第一步是连接图9b.在1 MHz满标度工作范围（通常为10 mV和10 V）下用直线放大非线性。这条直线就是电路所需要的理想关系。第二步是找出这条线和电路在端点之间的几个点上的实际响应之间的差异，通常十个中间点就足够了。实际响应和理想响应之间的差异是以赫兹为单位测量的频率误差。最后，这些频率误差被标准化为满标度频率，并表示为百万分之一满标度（ppm）或百分之一满标度（%）。例如，在满100 kHz时

2、“V–F转换器需要精确的线性测试”，作者L.Devito（电子设计，1982年3月4日）。

标度，如果最大频率误差为5赫兹，则非线性将被指定为50 ppm或0.005%。通常在100 kHz刻度上，非线性为正，最大值出现在大约中间刻度处（图9a）。在更高的满标度频率（500 kHz至1 MHz）下，非线性变成“S”形，最大值可以是正值或负值。通常，在1兆赫刻度（rin=16.9k，cos=51 pf）上，非线性在约2/3刻度以下为正，在该点以上为负。如图9b所示。

PSRR

电源抑制比是随着电源电压的改变而改变的ad650的增益的规格。psrr以百万分之几的单位表示，电源的每百分比增益变化ppm/%。例如，当电源电压为±15伏时，考虑一个输入电压为10伏，输出频率为100千赫的vfc。将电源电压更改为±12.5伏是30伏或16.7%之间的5伏变化。如果输出频率变化到99.9khz，增益变化为0.1%或1000ppm。psrr为1000 ppm除以16.7%，等于60 ppm/%。

AD650的PSRR是满标度工作频率的函数。在低满标度频率下，psrr由器件中参考电路的稳定性决定，可以是非常好的。在较高的频率下，动态误差比静态参考信号更为重要，因此psrr不太好。在10 kHz满标度频率下（RIN=40 K，COS=3300 pF），PSRR值通常为0±20 ppm/%。在100 kHz（RIN=40K，COS=330 pF）时，PSRR通常为+80±40 ppm/%；在1 MHz（RIN=16.9 kΩ，COS=51 pF）时，PSRR为+350±50 ppm/%。图10以图形方式总结了这些信息。

其他电路注意事项

连接到引脚1、2和3的输入放大器不是标准运算放大器。相反，该设计已优化为简单和高速。这个放大器和普通运算放大器最大的区别是缺少积分器（或电平偏移）级。因此，输出端（针脚1）上的电压必须始终高于输入端（针脚2和3）下的2伏。例如，在F-to-V转换模式下，见图6，运算放大器的非垂直输入（引脚2）接地，这意味着图中的输出（引脚1）将不能在输出端要求负电压，但可以想象通过连接一个额外的R来要求双极输出电压（比如±10伏）。从引脚3到正极电压的电阻。这是行不通的。

在通电时或通电前存在高正输入电压的情况下，应小心。这些情况可能导致积分器输出（引脚1）锁定。这是一个无损闩锁，因此，可以通过循环电源恢复正常工作。如图4所示，通过连接两个二极管（例如1N914或1N4148）可以防止锁存，从而防止插脚1在插脚2下方摆动。

第二个主要区别是，输出只会下降1毫安的负电源。除了用于v-to-f转换的1毫安电流源外，输出端没有下拉级。运算放大器将从正电源中产生大量电流，并且它受到电流限制的内部保护。当运放不提供外部电流时，它的输出可以被驱动到正电源的3伏以内。当电源为10毫安时，输出电压可驱动至正电源的6伏以内。

该运算放大器与普通器件之间的第三个区别是，反向输入pin 3是偏置电流补偿的，而非偏置输入不是偏置电流补偿的。反向输入处的偏置电流名义上为零，但在任一方向上都可能高达20毫安。非垂直输入通常具有40毫安的偏置电流，该电流始终流入节点（npn输入晶体管）。因此，不可能通过匹配输入电阻来匹配由偏置电流引起的输入电压降。

运算放大器有调节输入偏置电压的装置。20 kΩ的电位计连接到针脚13和14，雨刮器通过250 kΩ电阻器连接到正极电源。通过250 kΩ电阻建立约0.6伏的电势，并将3μA电流注入零针。也可以通过仅使用一个零引脚并使用双极电流输入或输出零引脚来使运放偏移电压为零。所需的电流量将非常小，通常小于3微安。此技术在本数据表的应用部分中显示：自动调零电路使用此技术。

双极偏置电流通过在引脚4和负极电源之间连接1.24 kΩ电阻器激活。输出到运放非垂直输入的合成电流名义上为0.5毫安，公差为±10%。然后，当引脚2通过电阻器接地时，该电流用于提供偏移电压。出现在引脚2上的0.5毫安也流过1.24 kΩ电阻器，该电流可通过观察1.24 kΩ电阻器上的电压获得。外部电阻用于激活双极偏置电流源，以提供产生的偏置电压的最低公差和温度漂移。可以使用引脚4和–vs之间的其他电阻值来获得不同于0.5毫安的双极偏置电流。图11是双极偏置电流和用于激活电源的电阻值之间的关系图。

差动电压-频率转换的应用

图12的电路接受一个真正的浮动差分输入信号。共模输入VCM相对于模拟接地可能在+15到-5伏的范围内。相对于共模输入，信号输入（车辆识别号）可能为±5伏。两个输入都是低阻抗的：驱动共模输入的源必须提供双极偏置电流源引出的0.5毫安，驱动信号输入的源必须提供集成电流。

如果需要较低的共模电压范围，则较低的电压可以使用齐纳。例如，如果使用5伏齐纳，VCM输入可能在+10至-5伏范围内。如果根本不使用齐纳，则共模范围相对于模拟接地为±5伏。如果不使用齐纳，则不需要10k下拉电阻器，积分器输出（引脚1）直接连接到比较器输入（引脚9）。

自动调零电路

为了充分利用AD650 VFC的动态范围，需要转换非常小的输入电压。例如，基于10伏满刻度的60年动态范围需要精确测量低至10微伏的信号。在这些恒定的偏置电压中，不会影响动态范围，而只是将所有频率读数移动几赫兹。但是，如果偏移量应该改变，那么就不可能区分小输入电压的小变化和偏移电压的漂移。因此，可用动态范围较小。图13所示的电路提供运算放大器偏置电压的自动调整。该电路使用AD582采样保持放大器来控制偏移，VFC的输入电压通过AD7512DI模拟开关在接地和待测信号之间切换。AD650的偏移通过向引脚13注入电流或从引脚13引出电流来调整。请注意，仅使用一个偏移空端号。在“VFC范数”模式下，SHA处于保持模式，保持电容非常大，0.1μF，以保持AD650偏移常数长时间。

当电路处于“自动归零”模式时，SHA处于采样模式，并表现为运算放大器。该电路是一个经典的双放大器伺服回路的变种，其中被测器件的输出（DUT）-这里的DUT是AD650运算放大器被迫通过控制放大器SHA的反馈作用来接地。由于vfc电路的输入在自动调零模式下接地，因此可以流动的输入电流由ad650运算放大器的偏置电压决定。由于积分器级的输出被强制接地，所以已知电压没有变化（等于接地电位）。因此，如果积分器的输出是恒定的，则其输入电流必须为零，因此偏移电压被强制为零。注意，被测器件的输出可能被强制到除接地以外的任何方便的电压。所需要的只是知道输出电压是恒定的。还要注意，在该电路中，ad650运放的逆变输入处的偏置电流的影响也为零。分流200 kΩ电阻的1000 pf电容器是对两个放大器伺服回路的补偿。一个回路中的两个积分器需要一个零点进行补偿。请注意，从AD650的引脚1到负极电源的3.6 kΩ电阻不是自动调零电路的一部分，而是在1 MHz下VFC工作所需的电阻。

锁相环f/v转换

尽管图6中所示的f/v转换技术非常精确，只使用少数额外组件，但它在信号频率响应和载波馈通方面非常有限。如果载波（或输入）频率瞬间改变，则由于cint和rin形成的积分器时间常数，输出不能很快改变。虽然可以降低积分器时间常数以提供更快的f-to-v输出电压的稳定，但是载波馈通将变大。对于超过2kHz的信号频率响应，建议采用如图14所示的锁相f/v转换技术。

在锁相环电路中，振荡器被驱动到与输入参考信号相等的频率和相位。在诸如合成器的应用中，振荡器输出频率首先通过可编程的“除以n”进行处理，然后作为反馈应用于相位检测器。这里，振荡器频率被强制等于参考频率的“n倍”，而这个频率输出是期望的输出信号，而不是电压。在这种情况下，AD650提供紧凑的尺寸和广泛的动态范围。

在pll的信号恢复应用中，期望的输出信号是施加到振荡器的电压。在这些情况下，需要输入频率和输出电压之间的线性关系；ad650制造用于fm解调的极好振荡器。AD650 VFC的宽动态范围和出色的线性度允许高性能模拟信号隔离或遥测系统的简单实施例。图14所示的电路使用数字相位检测器，在频率不相等的情况下也提供适当的反馈。这种相位频率检测器（pfd）以集成形式提供。

对该电路的分析必须从7474双D触发器开始。当输入载波在相位和频率上都与输出载波匹配时，触发器的q输出将同时上升。使用两个零，然后在异或（xor）门的输入端使用两个一，在保持dmos场效应管关闭的情况下，输出将保持较低。此外，nand门将低复位触发器为零。在刚刚描述的整个周期中，dmos积分器门保持关闭，使得积分器输出处的电压与前一个周期保持不变。然而，如果输入载波和输出载波相差几度，则在两个信号不匹配的小时间跨度内，xor门将被打开。由于在失配期间q2将很低，负电流将被馈入积分器，导致其输出电压升高。这反过来将稍微增加ad650的频率，从而驱动系统走向同步。以类似的方式，如果输入载波滞后于输出载波，积分器将被稍微向下强制以同步两个信号。使用数学方法，将来自相位检测器的±25μa脉冲并入相位检测器增益kd中。

此外，v/f转换器被配置为响应于10伏输入而产生1兆赫，因此其增益ko为：

输入和输出信号之间的相位关系的动力学可以描述为具有固有频率ω的二阶系统：

和阻尼系数：

对于图14所示的值，这些关系简化为35 kHz的固有频率，阻尼系数为0.8。

对于那些希望确定其他pll频率和vfc满标度电压的分量值的简单方法的人，可以使用以下食谱步骤：

1、从最大输入载波频率fmax（赫兹）和最大输出电压vmax确定ko（单位为弧度/伏秒）。

2、根据所需的环路带宽fn计算c的值。注意，这是输出信号的期望频率范围。环路带宽（fn）不是最大载波频率（fmax）：即使信号在1兆赫的载波上传输，它也可能非常窄。

3、使用以下公式计算R，得出约为0.8的阻尼系数：

如果在实际操作中，pll在达到最终值之前过冲或过冲，则可以通过增大r的值来提高阻尼系数。反之，如果pll超过-阻尼时，应使用较小的R值。