“反激”(FLY BACK)具体所指当开关管接通时，输出变压器充当电感，电能转化为磁能，此时输出回路无电流；相反，当开关管关断时，输出变压器释放能量， 磁能转化为电能，输出回路中有电流。

反激式开关电源中，输出变压器同时充当储能电感，整个电源体积小、结构简单，所以得到广泛应用。应用最多的是单端反激式开关电源。

优点：元器件少，电路简单，成本低，体积小，可同时输出多路互相隔离的电压

缺点：开关管承受电压高，输出变压器利用率低，不适合作大功率电源 EMI比较大

一般而言，100W以内的开关电源通常采用单端反激式，超过100W－300W的开关电源通常采用正激式或半桥式，300W以上电源通常采用全桥式。

反激式转换器(Flyback Converter)，广泛应用于交流直流（AC/DC）和直流直流（DC/DC）转换，并在输入级和输出级之间提供绝缘隔离，是开关电源的一种。应用范围包括低功率的开关电源，显像管的高压电源，以及绝缘栅驱动器，具有结构简单，应用广泛的优点。

反激式转换器的结构参考其结构图。其核心部件包括开关，变压器，二极管和电容。开关由脉冲宽度调制（PWM）控制，通过闭合与导通在变压器两端产生高频方波信号。变压器将产生的方波信号以磁场感应的方式传递到次级线圈。通过二极管和电容的滤波整流作用，在输出端得到稳定的直流输出[1]  。

反激式转换器的结构

反激式转换器的工作分为两个阶段，开关闭合和开关断开阶段。

在开关闭合阶段，变压器的初级线圈（Primary Coil）直接连接在输入电压上。初级线圈中的电流和变压器磁芯中的磁场增加，在磁性中储存能量。在次级线圈（Secondary Coil）中产生的电压是反向的，使得二极管处于反偏状态而不能导通。此时，由电容向负载提供电压和电流。

在开关断开阶段，初级线圈中的电流为0。同时磁芯中的磁场开始下降，在次级线圈上感应出正向电压。此时二极管处于正偏状态，导通的电流流入电容和负载。磁芯中存储的能量转移至电容和负载中。

反激式转换器的工作原理

由于反激式转换器具有绝缘隔离的功能，所以在控制电路上也同样需要有绝缘隔离功能。最常用的两种控制模式是电压反馈控制和电流反馈控制。这两种控制模式都需要将信号从次级线圈一侧传递到初级线圈一侧，通常采用光电耦合器或者在变压器磁芯上增加一个单独绕线的方法实现隔离信号传递。

其他控制方法包括初级线圈端控制技术，使用磁性上的附属线圈直接监测变压器电流的波形。使用初级绕组端控制，电流和电压的整流精度都可以得到提高。

在反激式转换器中重要参数的计算公式如下  ：

参数说明：

Vin

D

f

Lp

Np

Ns

Pout

Vfb

输入电压

占空比

开关频率

初级线圈电感

初级线圈圈数

次级线圈圈数

输出功率

反激电压

反激式转换器的缺点包括以下使得设计复杂化的因素：

1.由于在传输函数中存在零点，使用电压反馈电路只能使用较低的带宽。

2.使用电流反馈模式时在占空比大于50%时，需要斜率补偿来满足系统稳定性的要求。

3.在初级线圈和次级线圈中有较大的脉冲电流。

主流的手机的USB充电器使用的均为反激式转换器。图中给出了iPhone充电器的拆解示意图[6]  以及典型的手机充电器反激式转换器的电路图。图中的电路使用了初级绕组端控制技术。

反激式转换器在手机充电器中的应用

例如数码照相机中的CCD芯片，需要从锂电池等电池电压(1.5 V-4 V)转换至15 V。反激式转换器是这种情况下的常用转换器

大约两个月前,老板说要作一个结构简单,可靠的800W电源,输出波纹要求不高,因为是容性负载的.

电压要求输入176--355V(整流后的直流),输出呢80V.电流10A,辅助供电14V-0.5A.

磁芯选择的时候算了一天,最终确定用EE65的磁芯.

这里有很多原因,首先想用小一号的EE55,却发现算出来绕不下.或者就是频率得提高到100K附近或者更高才能绕满.因为老板要求的是可靠.那就是说温升一定得尽量的小.所以线径都是按4A/mm2来计算的.最终频率确定在53K.这也是考虑到骨架绕法的问题.初级两层,次级一层,刚好绕满,所以就这频率了.

另外这个频率的选择也跟匝数有关,在辅助绕组需要输出14V电压,计算得出如果辅助绕组是2匝,这是最好的绕线方法了.1匝几乎不可能,那频率太高了.如果3匝,那么初级和次级又绕不下了.所以这频率是按以上综合的实际参数来选择的.并非是最合理的.但却是最实用的.

下面吧变压器的一些参数发上来:

F=53K

AE=521,有的厂家给的535,我是实测的.

磁饱和增量:0.2(实际上计算出来的△B是0.1564.绕不下满匝,所以就按满匝的算是0.2)

Dmax取0.45

有了这些参数,就能算出来:

NP=15  用0.1*200的利兹线两根并绕两层作初级,包住次级

NS=8   用0.1*200的利兹线同样两根并绕一层在中间

辅助供电=2绕在最外层,和IC的供电绕组均匀绕制.

绕好后,气隙开0.75毫米,也没有超过1毫米的经验值

电感量102UH.

不得不说这200根一股的线,很纠结.骨架是塑料的.不能长时间焊接,而这线散热又太快了.必须用60W烙铁才能上锡.所以,最终选择不动骨架,而在线路板相应的出线口放置两个3毫米直径通孔的焊盘.骨架依然焊在线路板上,这给组装带来了很大的难度.不适合量产.

变压器搞定了.就再说说电路的设计吧

电路我是一部分一部分设计的,先来初级

因为功率巨大,因此用了两只330UF的大电容在初级,体积限制也没有地方装第三个电容了.本来设计是1000UF的,只好用两只了.然而按经验,用了直径20毫米,常温电阻25欧姆的热敏NTC依然让人失望,上电的时候插头会看到明显的火花产生.有时候会吓人一跳.虽然对插头损伤不大,但总归不是好事.

于是就在300V的回路加装了一个场效应管20N60,在G用分压电阻从300V到地分压12V,给G极供电,并在G接入了一只22UF电解.当作缓冲电路.不能不说这样用法是从山寨电源上学到的.可以节省一只NTC.而且还没有发热引起NTC老化的问题.但缺点也是明显的.当在300V端接入800W负载的时候,发现这场效应管虽然内阻很低,却依然有不小的功耗.无奈还得加入散热片.最终这个场效应管做缓冲的方案并不理想 .

因为电路板空间有限,而且NTC还是老板要求必须装的,所以也只能徒增成本而以.后来怎么改的,请继续看下面的文字.

300V一路搞定,满载后电压在预算范围内.交流166V的时候没有跌破180V直流,看来还比较理想.于是开始电路部分的设计.

方案选用简单的3842,功能足够,而且保护灵敏.最好的就是可以外加若干保护电路.比如欠压或者过压锁定,外接频率输入,两只3842共同使用一个频率,或者软启动等等,都可以在芯片外围加几个简单的零件来实现.如果啥都不加,3842也有自身的电压保护和电流保护.可以说是相当可靠的了.

对于前文提到的插电时候插头冒火的情况,先是在初级加装了更理想的NTC,阻止了电容充电时候产生的火花,而电路启动时候,特别是满载启动的时候不可避免的也会吸收大量电流,这个也会使插头在瞬间产生火花.对此,我在3842的8脚和1脚间加入了官方推荐的软启动电路.并且把软启动电容加大到了100uf.

当然这个电容是经过实验的.大约能有3—5秒的缓冲时间.在这段时间里,占空比是由1%到满载的35%(300V直流下的占空比)逐渐提高的.可以在次级看到电压上升的曲线就是那个软启动电容充电的曲线.

关于3842的其他部分的电路就不多说了.大家都很熟悉了.就说说我遇到的一些问题吧.

这个软启动电路本来是为插头的火花而做的.可做好后却发现又多了个保护MOS的功能.可以避免刚上电,初级电压较低的时候就开始工作,而次级却满载的情况下,初级电流达到超过正常峰值而很快烧掉的情况,虽然MOS的瞬间耐过流能力很强大,但依然会在某些情况下爆掉.然而就在加了软启动以后,MOS一直很乖,没发脾气的爆掉.从这里,我又学到了软启动对于大功率电源的重要性.

再说说下一个问题:MOS的温度.

之前计算的IPK是14.6A 所以选用20n60,而我手头只有TO220封装的,将就用吧.这MOS查资料是DSON=0.65欧姆,实际上是能用的,发热也在95度以内,加了重量170克的散热片.烟盒大小的一块.

但总感觉哪不对.怎么算,这MOS都不该这么热的.

直接测G端波形,发现出现了严重的失真,上下沿的中段,都会出现一段平台,粗看是平的,波形放大了看其实是一段密集而杂乱的振荡.想想3842的驱动能力是1A的啊,不至于是这波形吧?后来改动RG电阻,原电阻是20欧姆的,按MOS的PDF资料,改成2.2欧姆的,再看波形,好了那么一点.感觉也就好了2成吧.不过发热降低了10度,到85度了.不得已,又改版,加装了图腾柱驱动.用8050和8550.

这下就OK了.驱动电阻从2.2---20欧姆都试过,还是图腾柱和2.2的电阻配合,发热最低.现在最高温度也没过55度了.当然是在风冷条件下了.环境温度15度,12V风扇,规格6015一只.12.5V供电就够了.

接下来电路的难题又来了:MOS的尖峰吸收.(在本文中所有电路的电压都是300V的情况下测试的,如有例外,会做说明的)

看波形,在MOS的D,有580V的尖峰最高值,初级RCD吸收是按经验值:103电容和47K电阻并联.电阻取的大,消耗在RCD上的损耗最小.但尖峰也很大.如果交流输入245V,那MOS就该报销了.于是用两只47K电阻并联,电容不变,峰值降到了560V但也不能无限制的减小这电阻了.

考虑到这个尖峰是由次级反馈回来,和漏感一同形成的,于是在次级整流二极管两端加装了RC吸收.R=27欧姆,C=470p.这下MOS的D极峰值降到了500V.看来很有用哈.反正是走到这一步了.看看能不能改变RC的搭配让峰值更低,可换了很多种组合,都不理想.

又开始打MOS的主意了.嘿嘿,这次在MOS的DS端加入了同样的27欧和470p的阻容吸收,哇,精彩出现了.峰值又降了20V,达到了480V.不过这几个被动吸收电阻都加大了电路的损耗.这也是代价了.算算一共用了三处的被动吸收电路.虽然耗能,却符合老板简单,可靠的要求.这里木有使用有源钳位,我个人认为无源器件比有源器件更长寿.虽然代价是更多的发热和能耗.不过在这里老板不要求,那么就按自己的意思作了.嘿嘿.

好了.初级和次级的主要部分都搞定了.

额,插话一段,前文忘记提了.整个电路是用3842+817+431的简单组合.电路够简洁.功率够大.嘿嘿.

然后开始搞10A的限流电路了.跟普通的限流一样,得用采样电阻来作.因为这电流要求就是要精确限流,所以只能在直流输出部分检测,而不能放在次级整流管之前用互感器隔离检测.检测电阻我用了一只5W的0.02欧姆水泥电阻.定做精度2%.满载10A功率也才2W.

这里选用5W电阻是有原因的.本来用3W就足够了吧,可实际使用3W0.02欧姆电阻的时候却发现电阻本身的阻值会变大.就跟白炽灯一样,冷态小电阻,热态就大电阻了.这也是电阻测温法的基本原理(跑题了…..罪过).这电阻变大了多少呢?2W的功耗,20毫欧的电阻变成了23毫欧.已经远超设计了.结果是热机以后,电流从10A直线降到了8.7A附近,并且趋于稳定.这明显不符合精确限流的要求嘛.这里说下,限流电路是用358接的比较器,来控制光耦来限流的.

解决满载热机后,电流不精确的问题似乎用温度补偿是理想而可靠的方法.而实际却发现电阻虽然2W的功率,温度却高到了76度,热敏电阻装在哪都不合适,电阻底下?走线是个问题至少我很难安排合适的地方了.那么飞线将热敏电阻固定在电阻上?似乎也只能在实验室这么干.而且老板是不会同意再搞另外的温度检测电路的.那样布线的复杂程度和板的面积都成问题.他只要简单的.

后来本打算两只0.02欧姆电阻并联,结果厂家说有5W的,就给发了样品.来试试刚好.电路参数也不用改了.板子也不用重做了.哈哈,有点懒哈.

用了大功率的电阻,散热更快了.电阻的温度没那么高.至少没超过50度,手可以一直摸着只是热热的感觉,电流也达到了10A正负0.3A的精度.当然,这个精度不仅仅是电阻换大个的功劳了.也有在运放的性能有关,当用国产0.12一个的LM358的时候,精度在正负0.4A上下.换进口的,或者其他型号运放,则都能达到正负0.3A的输出控制精度.

整个电源都完工了.经过了几十个小时的满载老化实验,先后又改进了几个地方:加大了次级整流二极管的散热片.加大到200克的铝型材.MOS换用26n60,导通电阻小到0.13欧姆,所以MOS的散热片也相应减小到了120克.整体升温在很理想,变压器温升最大50度,MOS温升40度左右,次级二极管温升在55度左右.

完成之后对比了相同功率的正激电源,感受深刻啊.反激电源也并非书上说的只适合200W以内的小功率.大功率也未尝不可.只是代价有点高了.不过以电路的简洁和可靠来看.反激还是有优势的.

不过呢,因为初级电流比同等级的正激电源大了约30%.这也让MOS和其散热片的成本比正激高了很多. 再就是变压器了.同频率下,正激只用EE55就能达到相同的功率输出.

但变压器比正激的简单.而且次级少用一只须流二极管,少一个次级的电感.这样成本就持平了.

综合来说.布线,和线路板占用,零件个数,都比正激有优势.劣势就是变压器巨大,而且不易量产.因为要精确控制电感量,而且电感量非常小.只有102微亨.这会让变压器厂家听了就挂电话的.

我这里上不了论坛,发不上图片.只能改天再补上PCB和电源成品的图片了.原理图我不会画,都在脑袋里的,请原谅我半路出家学电源,虽然DXP和AD6.9都会用来画图,却只会画板,不会画原理图,这就是没有系统学习的后果.亲们不要跟我学哈.