作者：电源漫谈

所谓的三电平是指逆变器的交流输出端电压相对于输入直流电压有三个电平，即正端1/2Vdc,负端-1/2Vdc,0三种电平电压，输入端直流侧有两个电容串联，用以支撑并均衡直流侧总线电压，通过开关控制在交流侧产生三电平相电压，经过滤波电路之后得到正弦波。

一.NPC和ANPC的拓扑概要分析

上图1中描述了NPC的拓扑，这个是一个多电平拓扑，这个拓扑中所有开关都是额定电压设在一半的总线电压，器件的电压应力比较低，因此功率器件开关损耗也相对较低，所以在NPC拓扑中，对于800V-1000V的总线电压，可以使用650V-700V等级的器件，相比1200V器件可以达到更低的开关损耗。

NPC拓扑的输出电流纹波较小，这会优化输出滤波电感的大小，用较小的电感维持相应的THD, 拓扑不仅可以产生较小畸变的输出电压，同时可以最小化开关器件的dv/dt电压应力，从而减小EMI.

这个拓扑提供了功率的双向传输，当开关频率高于50kHz时是更好的选择，因为其低的开关损耗和较高的效率。虽然控制上比较复杂，但是此拓扑改善了功率密度和效率等特性。作为一个双向DC/AC拓扑，它非常适合储能逆变器及光储系统中的逆变部分。

除了上述优势之外，其缺点也显而易见，比如开关器件较多，同时对应的门级驱动器也较多。由于使用了功率二极管，所以其热分布不均匀，热管理也是一个挑战。

相对于NPC拓扑而言，如上图2所示，ANPC逆变器是一个NPC逆变器的改善版本，NPC拓扑中的二极管在这个拓扑中变为了有源开关。这样的变化，使得系统可以得到更一致的损耗分布，使得热管理更容易，开关的导通电压可以减小，改善了效率和功率密度。ANPC拓扑的其余部分和NPC基本一致，后面我们会以ANPC拓扑为例，简述其基本工作原理……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6023.html

作者：硬件微讲堂

上篇文章中，关于米勒效应仿真时，在米勒平台期间漏极电流Id持续上升的问题，目前还没有找到合理的解释（或者哪里出了问题）。已经把问题信号释放出去，也请教了业内的朋友。现在是2023/2/26 23:12，我们暂且“让子弹飞一会儿”，稍后再看效果。我们今天聊一位同学在群里问的问题，我觉得有意思，拿出来和大家分享下。

1、一道问题

如上图所示，小明问：该电路，在A-B点间测量电阻，阻值应该是多少

具体电路如上图所示，你觉得应该是都是？最好能说出你的理由。

2、第一回合：众说纷纭

起初，小明抛出问题后，群里讨论的很热闹，众说纷纭。有说一两百的，有说几百的，也有说510+Rdson，当然也有质疑通电不应该测电阻的……

当然，我也给出了“自以为的正确”答案：

①首先，明确题目所给条件不够充分，没有明确该MOS管的Vth。不确定栅极分压后的2.5V，是否大于开启电压Vth；

②其次，按照常规应用的思路，漏极不应该悬空，应该接有电压。这个电压会影响MOS管所处的工作区……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6026.html

作者：杨帅锅

前不久思考并提出基于COT控制的TCM PFC能简化传统PFC控制中的所需要的电网电压电流采样，电流内环等等，并提出了交错的TCM控制仿真模式可见：《以COT控制方法简化两相交错TCM PFC控制》。

其中使用开关电流的来做ZCD的判断是参考了HW的样机的思路，用了四个CT。 今天我就在想，参考ETH最初关于TCM的论文中的方法，直接使用电阻来采样电网输入电流，这样只需要监测这个电阻上的电压来实现电感电流ZCD和正负向的电流峰值的采样，就可以省略了CT，并简化了控制电路。

麻烦的地方就是如果直接采样网侧电阻上的电压，这个参考点选择就非常麻烦。要么使用隔离的模拟采样或者是把模拟控制地直接放在电网侧。下图是参考文献1中的ZCD电路，它只比较电阻上电压的正负方向抓到电感电流的ZCD点，并通过隔离数字通信传递到DSP控制侧，其电路可见：

参考电路：

这种只监测ZCD的方法也可以实现TCM的控制，不同于使用CT抓正负向电流峰值点的方式来确定是否满足ZVS的负向电流。监测ZCD信号，它不直接判断电流负向峰值，而是根据电网输入电压，直流输出电压，电感量，开关的coss电容量通过计算或者拟合出所达到ZVS条件所需要的TOFF延长时间。通过电感上电压的电感量和持续的时间即可计算到电感电流的值，所以使用监测ZCD的方法虽然不直接抓取负向电流峰值，但是只要控制好TOFF的延长时间一样也能实现ZVS。

但是直接监测ZCD来做控制的关键就是COSS电容的非线性变化问题，在参考文献2中，ETH的学者们提出一些分析和建模的方法。但是在实际的工程化中，还是可以通过实际测试所需的负向电流然后叠加一点余量进去。通俗的说就是虽然这个点能满足ZVS，但是为了可靠性，工程上就通常会多注入更多的负向电流，保证在全范围内都能ZVS开关，虽然牺牲了部分效率，并非最优工作，但是还是可以让人更加心安吧。

下图是实际测试的一个基于TCM控制的PFC电流波形，从波形中可以看到有关于负向电流峰值的设置。它在整个正弦周期内仅做了小范围的变化，而且为了保证ZVS，这个反向电流的值也不是很小。这种实现的出发点可能是更多的为了工程化的考虑，如果实时的计算每个周期周期的所需的负向电流，一方面的计算量大，另一方面也不能完全规避因为电感量的器件偏差的影响，索性不如直接把反向电流峰值增大，牺牲部分效率保证全范围ZVS工作。

抓到电感电流ZCD之后的PWM配置：在上文中我们使用了比较器抓到电感的过零点，通过数字隔离器后将ZCD信号传输到控制DSP，以AC电网的正向方向来看。当ZCD的方波的下降沿被DSP抓到时，标志着电感电流已经从续流管转为从直流电容流入到电网的方向，当然在实际上比较器上会使用滞回和滤波的措施，这会导致ZCD信号滞后与电感电流过零点，这个滞后时间也需要考虑进去，会影响负向峰值电流的设置。

回来再说，DSP通过TZ或CMPSS来抓到下降沿后，可以配置为DCAEVY1.SYNC事件来重置PWM计数器，这是用来实现变频控制的关键。 重置PWM计数器后，并不是直接把高端PWM的TOFF关闭，而是继续维持续流管开通。那么上面时候关闭续流开关呢？是通过我们之前通过计算或拟合的曲线，事先得知的为了实现ZVS所需的负向电流而延长开通的时间长度。在下图的我画出了TI C2000的DSP中的EPWM配置示意图，我把PWM计数器从ZRO开始到CPA点之间的时间是给到TOFF所需的延长时间，因此我仅需调整CPA的数字即可调整高端开关的的延长开通时间，从而确定所需的负向电流的峰值，简单的说CPA越大负向电流越大。当计数器高于所设置的CPA后，续流开关关闭，进入为了实现ZVS所设置的死区时间，然后主开关继续开通，电感电流上升，死区时间后高端开关开通进入续流，再抓ZCD重置PWM计数器。

这种控制的关键是仅依靠ZCD就实现了TCM控制，但是它的问题是不能对开关进行实时的峰值电流限制，过流保护不能做。而且负向电流的峰值是依靠计算得到的，控制器是不能直接采样来确认是否真的达到了负向峰值或者说控制器是不能真的知道，达到了能ZVS工作的关键条件。从某种意义来说，是一种类开环的控制。为了保证各种工况下的ZVS可靠性，我认为仅依靠ZCD的控制方式并不是很可靠性，最好能抓到负向电流峰值或者直接抓到半桥中点电压，来观测到系统确认能达到了ZVS开关的条件……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5968.html

作者：电源漫谈

逆变部分主要是一个全桥拓扑，全桥电路是连接在反激变换器输出端的，而且全桥电路针对反激变换器输出的整流电压，对它进行展开变换，用于控制到电网的功率流向。

图1为全桥展开电路的MOSFET的隔离驱动电路,下面电路用到了MCP14E4-E/SN这个双输出驱动芯片。

接下来我们重点介绍一下这个驱动电路的特点和功能。为了保持控制器和高压交流电路之间的电气隔离，门级驱动变压器用于驱动高边和低边的MOSFET, 这里采用高频228kHz，固定占空比50%的驱动信号来驱动门级变压器，为了避免门级驱动变压器磁饱和，陶瓷电容在串联回路上，放在驱动IC输出和门级驱动变压器之间，这些电容除去了直流偏置分量，将使用6V驱动信号驱动MOSFET.

在驱动变压器输出端是低通滤波器，产生纯DC电压以2倍母线频率驱动全桥的MOSFET,为了减小器件开关损耗，所以MOSFET开关是在电压或电流的过零点处切换。这里说一下门级放电的特别之处，光耦跨过全桥MOSFET的门源级，去建立一个快速的放电路径，当MOSFET关断的时候,如果没有这个光耦放电路径，唯一给门级电压放电的通路就是门源级下拉电阻，全桥展开电路显示在图3所示。

这里可以看到门级驱动通过驱动变压器进行隔离驱动，而同时通过光耦隔离电路产生门级快速放电通路。

全桥展开电路的运行波形显示于图4，在一个AC半周期,PWM3H开关，驱动一个展开电路的桥臂，Q2和Q5,当AC电压接近0时，PWM3H不工作，光耦使能OPTO_DRV1, 在另一个AC半周期，PWM3L驱动MOSFET Q3和Q4,工作原理类似。从图示上看当在AC电压开始阶段，PWM波形是使能的，输出电压从0开始。

由于输出交流电压，EMI电路是必不可少的部分。这里有一个EMI滤波器连接到全桥展开电路输出端。具体而言，EMI滤波器由共模电感L6, 共模电容C48, C52, 差模滤波器C51和L4, L7组成。滤波器使用现成的器件的合适降额来设计,在EMI滤波器输出是一个430V的压敏电阻，跨过L和N端起到保护的作用，主要是瞬态电压尖峰保护的作用，在压敏电阻之后是两个保险丝，一个在AC的L线路径上，另一个是在N线路径上，最后一个元件串联在保险丝上是一个铁氧体磁珠，接下来是输出端连接器，铁氧体磁珠帮助抑制高频分量。EMI滤波器的电路图如图5所示……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6025.html

作者：硬件工程师炼成之路

我一开始就掉进一个坑：系统框图的输入量为什么不是Vi，而是参考电压Vref？参考电压不是固定的吗？也能作为输入？

反馈控制系统的输入量

我有这个问题，是因为我大学课表里面没有《自动控制原理》，如果学过的话应该就不会有这个问题了。

开关电源是一个自动控制系统，采取的是反馈控制的方式，是一个反馈控制系统。

下面这两段话是教材《自动控制原理》的，我挪过来直接用了。

1、反馈控制方式是按照偏差进行控制的，其特点是不论什么原因使被控量偏离期望值而出现偏差的时候，必定会产生一个相应的控制作用去减小或消除这个偏差，使被控量与期望值趋于一致。

2、加到反馈控制系统上的外作用有两种类型，一种是有用输入，一种是扰动。有用输入决定系统被控量的变化规律，如输入量；而扰动是系统不希望有的外作用，它破坏有用输入对系统的控制。

仔细想想，对于我们的buck电源来说，我们的目的并不是说输出Vo要随电源Vi的不同而不同，而是不论输入Vi是多少，都只有一个目的，那就是Vo恒定。

比如我们的5V转3.3V的BUCK，是有反馈的，不管是因为什么变化，只要输出电压Vo偏离了3.3V，那么反馈Vfb与期望值Vref就会有偏差，然后系统就会根据这个偏差调节开关电源的占空比，让Vfb朝着期望值Vref变化，最终的结果就是保证了输出还是3.3V。总之，目的就是保证Vo时刻为3.3V。

总之，稳定状态下，输出是不变的，或者说系统时刻自动调节，向设定的输出值而努力着。

可以想到，输出量不变的原因，就是因为始终有一个不变的输入量，这个输入量就是Vref，它就是反馈控制系统的有用输入。

那输入电压Vi是什么呢？

Vi我觉得可以理解为系统工作的条件，一个恒定不变的Vi输入电压，与系统的稳定工作时所处的状态是有关系的。比如同一个3.3V输出的BUCK电路，5V输入和10V输入，尽管都能输出3.3V，也都是稳定工作的，但是所处状态不同，占空比不一样，传递函数也不同。

如果要类比的话，我觉得这个直流输入Vi可以看作是静态工作点。兄弟们可以体会下，静态工作点是三极管的工作条件，然后输入一般认为是交流小信号，三极管放大电路对应的放大倍数一般也是针对交流小信号说的。

另外一方面，现实中buck的Vi也会有噪声，这些噪声可以理解为扰动输入，对应三极管电路的小信号。

当然，开关电源的扰动可以有很多，常见的有Vi的电压波动，还有负载电流的突然变化，它们也是现实电路中存在的。另外还有温度上升下降，导致器件参数发生变化，外部辐射干扰等等。这些都可能会干扰系统运行。

经过上面的分析，我们可以根据结构示意图画出系统的框图如下：

当然，如果vi作为输入信号已经在脑子里面根深蒂固了也没关系。

我们就这么看，当输入Vi突然发生变化，那么它必然会影响到Vo，Vo发生变化，那么Vref与反馈就有了差值，差值再通过补偿电路得到误差信号，误差信号又去改变PWM占空比，进而调节开关变换器，让Vo朝着目标值改变……

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