正激变换器是指：在开关管导通时，电流和能量流入负载。包括：BUCK拓扑、推挽、正激式、半桥、全桥变换器等。

反激变换器指：在开关管导通时，电流和能量存储在电感器或变压器原边，然后在开关管关断时将能量传递给负载。包括：BOOST、BUCK-BOOST以及反极性变换器等。

BUCK、BOOST以及BUCK-BOOST开关电源是基本开关电源拓扑，一个显著的缺点是：输入、输出回路必须共地，否则就不能成为有效的开关电源拓扑（忘记的同学，请复习《基本开关电源拓扑》相关章节），而隔离式开关电源可以通过变压器将能量传递给负载端，输入、输出回路不共地，同时利用变压器多个副边绕阻能够简单地实现多路输出。

推挽式拓扑如下图所示，可以看成BUCK拓扑的变种：输入电源Vdc与开关串联，输出电源Vm与电感器（L1）串联，中间通过整流二极管接至GND；以Vm输出电源为例，推挽式拓扑主要由：Q1/Q2开关，T1变压器，D1/D2二极管，L1滤波电感器以及输出电容C1组成，具体结构及工作描述如下。

1. 推挽式拓扑T1为带多个副边的变压器：1,变压器原边是两个对称线圈（Np1=Np2）：两只开关管接成对称开关，轮流通断；

（1）如果Q1和Q2同时关断，那么变压器原边断开没有电流通过，没有能量从原边传输至副边；

（2）如果Q1和Q2同时导通，那么原边线圈Np1和Np2中有同等大小的电流通过；——如上图Np1和Np2的电流方向相反（Np1：异名端->同名端；Np2：同名端->异名端），变压器磁芯中磁通量相互抵消，此时变压器失效（感抗为0），输入电源Vdc通过Q1和Q2直接接到GND。所以推挽式拓扑正常工作时，Q1和Q2只能轮流通断。2, 副边绕组提供一组相位差180°的方波脉冲，脉冲幅值由副边绕组匝数决定；——副边电压取决于Np和Nm之间的绕组匝数比，即：Vo/Vdc = Nm/Np = n（电压比等于原副边绕组之比，具体理论推导参考：《电感器分类》中“变压器”章节）。3, 所有副边绕组的脉冲宽度相同，均由主输出Vm的负反馈控制电路决定。——如上图所示，推挽式拓扑虽然可以允许多路且不同电压的输出，但只有一个开关电源控制器和反馈环路，所有输出电源电压均取决于Vm的反馈，若Vs1和Vs2输出电源发生波动，将得不到反馈补偿，即：Vs1和Vs2输出输出电压精度比较差。

2. 使用两个幅值相等，脉宽可调，相位相差180°的脉冲驱动开关管：Q1和Q2。1, 开关管（MOS管）驱动电压要足够大，使开关处于饱和导通状态；——对于MOS管来说必须尽快的工作在饱和导通状态，既能使原边线圈电流尽量大，又使MOS管本身损耗尽量少，所以开关电源MOS管G极的驱动电流非常大（几A），从而产生振荡（具体参考《MOS管特性和应用》）。2, 当任意一个开关管Q1/Q2打开时，都提供给原边半绕组幅值为：Vdc-VQ的电压方波（假如开关管压降为VQ）；3, 如下左图所示，开关管Q1/Q2并非完全同步导通/关断，而是有一定的错开时间，会导致Q1或Q2关断瞬间产生一个漏感电压尖峰（具体原理参考：《电感器分类》），且在另外一个开关管导通时，在开关管两端产生2*Vdc的电压（推挽拓扑的其中一个大缺点：对开关管的耐压要求非常高）。——Q1/Q2非完全同步导通/关断，有两方面考虑：（1）降压拓扑导通占空比要求；（2）同步电源拓扑“死区”时间的要求，避免同时导通导致开关管损坏。——在Q2导通Q1关断时，Np2绕组两端电压是Vdc，根据变压器工作原理Np2同名端相对异名端的电压也是Vdc，所以Np2同名端电压（Q1开关管电压）VQ1 = Vdc+Vdc = 2* Vdc；同理Q1导通Q2关断时，Q2开关管电压VQ2=2* Vdc。

3. 整流二极管D1/D2，正向压降为Vd，如有上图所示；1, 输出导通时间为Ton，那么输出电压（电感器L1左侧）幅值为：（Vdc-VQ）*（Ns/Np）- Vd的方波；2, 对于两个整流二极管，平均每T/2时间有Ton时间打开，那么D1和D2总共输出脉冲占空比为：2Ton/T（推挽拓扑的其中一个大优点：电源利用率高）。——对于电感器L1来说，TL1ON=2*Ton，TL1OFF= T-2*Ton。

4. 将Vm接入负反馈，以控制导通时间Ton，Vm将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，以使Vm保持不变；

1, 只要L1不随负载电流的减小进入不连续工作模式，导通时间Ton就变化不大：Vm=[(Vdc-VQ)*(Nm/Np)-Vd]*2Ton/T；

2, Vs1和Vs2的方波宽度与主输出相同，由输出Vm的反馈环确定Ton：Vs1=[(Vdc-VQ)*(Ns1/Np)-Vd]*2Ton/T；Vs2=[(Vdc-VQ)*(Ns2/Np)-Vd]*2Ton/T。

通过对推挽拓扑的分析，我们可以总结其特点如下：

1, Q1和Q2两个开关管耐压要求高，开关管耐压是输入电压的两倍：2*Vdc；

2, 比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多，并需要一个储能滤波电感；

3, 开关管Q1、Q2导通时间的细微差别，都会导致开关Q1导通阶段和Q2导通阶段施加的伏秒数不相同，从而使得每个工作周期中磁芯发生偏向，经过一段时间后变压器磁饱和，从而导致开关管过流损坏；针对磁通不平衡问题的处理方法很多，例如采用电流模式拓扑，但从成本来看还是或多或少存在缺陷。

——如下图所示，如果Q1导通施加在Np1的伏秒数与Q2导通时施加在Np2上的伏秒数完全相等，那么磁芯就能从B1上升至B2又正好返回至B1，但只要稍微不等，磁芯就不能回到起点（Q1，Q2打开时间不可能完全相同），若干周期后磁芯将偏离磁滞回线，进入饱和区；举个栗子，开始只有0.01%的磁通不平衡，只需10000个周期，磁芯磁通奇点就会从B1偏移到最高的B2。

1. 对于开关管最大导通时间的限制：当Vdc下降时会增加开关导通时间Ton来维持输出电压Vm的稳定，所以当输入电压Vdc最小时，导通时间Ton最大，但是最大导通时间Ton不能超过半开关周期，需限制导通时间不超过半周期的80%；——最大导通时间Ton如果超过半周期，如上分析Q1和Q2将会同时导通导致变压器短路，大电流会导致开关管损坏；另外导通时间Ton过长，则磁滞回线可能不能复位，从而磁心饱和导致开关管损坏。1, 原边匝数Np由原边最小输入电压Vdc-VD，最大导通时间0.8T/2确定， Np=(Vdc-VD)*(0.8T/2)*/Ae*dB；Ae：由磁心决定，dB：磁通变化；2, 副边绕组匝数Nm由公式： Vm=[(Vdc-VD)*(Nm/Np)-Vd]*2Ton/T计算可得。

2. 初/副边峰值电流：1, 当输入电压Vdc为最小值、Ton为0.8T/2时，输入电流最大；斜坡脉冲电流等效为平顶电流Ipft，其为斜坡脉冲电流中间值；2, 假设电源效率为80%，Pin=1.25Po=Vdc*0.8Ipft，即Ipft=1.56*Po/Vdc；3, 根据Ipft值可选择合适（导通电流和电压差）的开关管，以及原边绕阻线径；

3. 功率开关管：1, 如下图所示，开关管Q1/Q2最大关断电压应力来自漏感尖峰，比输入直流电压Vdc的2倍还要大；2, 关断瞬间开关管流过的电流以dI/dT快速下降，产生以漏感底端为正，幅值为E1s=L1*dI/dT的尖峰；3, 所以需要在开关管集电极端设计：电容、电阻和二极管网络（RCD），可以减小漏感尖峰（关于漏感尖峰吸收RCD电路设计，后续介绍），一般设计为两倍最大输入电压的30%；4, 开关管在考虑降额后的最大耐压值为：Vms=1.3*（2Vdc）；

4. 储能电感器（如下图L0）：主输出和从输出的电感器都不允许进入不连续工作模式（参考Buck）；

1, 不连续工作是从电感阶梯斜坡电流的阶梯下降至0开始的，这种情况会在直流电流下降至交流电流（纹波电流）dI一半时发生：dI=2*Idc=VL* Ton/Lo = (V1-V0) * Ton/L0；

2, 因为V0=V1*(2*Ton)/T（根据Buck拓扑直流传递函数），那么Ton= V0*T/(2*V1) ；

3, 选取Ns使Vdc及相应V1最小时导通时间Ton=0.8T/2，0.8T/2 = V0*T/(2*V1) => V1=1.25*V0 => L0= 0.05*V0*T/Idc；

4, 如果最小电流Idc规定为额定电流Ion的1/10，那么L0= 0.5*V0*T/Ion；

——其中Idc：最小输出电流；Ion：额定输出电流。

（2）输出电容：

满足最大输出纹波电压要求和电源动态响应的要求，具体参考Buck拓扑电源输出电容器计算。

推挽式拓扑结构中存在一个重要的缺点：变压器磁芯会偏，导致磁芯饱和。该问题会导致开关电源拓扑不能长时间稳定工作，所以由推挽拓扑派生出来一个新的电源拓扑：正激式开关电源拓扑；如下图所示。

正激式开关电源拓扑有如下特点：

正激式电源在开关导通和关断时不同节点电压/电流如上图所示。

1. 当Q1导通时：1,变压器原边Np以及幅边Nm、Ns1和Ns2的同名端相对于异名端为正，整流二极管D2正向偏置，电流从同名端通过D1和L1输入C1滤波电容器和负载；2, 变压器原边绕组Nr两端电压为正（同名端相对异名端），且绕组上电压为Vdc（Np=Nr），所以此时Vdk电压为2*Vdc；由于D1的存在，绕组Nr上并无电流通过。

2. 当Q1关断时：1, 存储在变压器T1的能量使Np的电压反向（Np异名端电压迅速上升并远大于Vdc），此时所有绕组原/副边的同名端相对异名端为负，整流二极管D5正向偏置，电流从同名端通过D5和L1输入C1滤波电容器和负载；2, Q1关断时（T-Toff）D5导通，被钳位于低于GND的续流二极管正向导通电压；此时电感电流方向不变，在T-Ton期间，输出电压：Vomr = -Vd；如下图所示；3, 变压器原边绕组Nr两端电压为负（同名端相对异名端），绕组Nr上电压为-Vdc（Np=Nr），所以可得Vdk电压为0V；原边绕组电流为从GND通过D1和Nr返回到Vdc。

3. 对于Q1来说，当Q1关断瞬间Np异名端电压为2*Vdc；而且由于漏感尖峰的存在，比较容易击穿Q1，如上右图所示；

4. 根据BUCK拓扑直流传递函数，开关电源输出电压Vom=[((Vdc-Vds)*Nm/Np)-Vd]*Ton/T。

正激式相比于推挽式最大的优点在于解决了变压器磁芯平衡问题，那它是如何实现的呢？

我们可以看到原边线圈两个绕组匝数：Np = Nr；在开关管导通时电流流过Np，电压为：Vdc-VD； 在开关管关断时电流流过Nr，电压为：-Vd-Vdc；根据伏秒定律，只要Ton Ipft=3.13*Po/Vdc；

4, 根据上式可计算输入电流大小，从而选择合适的（导通电流和导通压降）开关管；相同最小输入电压及总输出功率条件下，正激式拓扑Ipft是推挽式拓扑Ipft的2倍（即相同电流下推挽式拓扑的输出功率是正激式的2倍）。

3. 功率开关管设计同推挽式拓扑。

4. 输入电压和输出功率的限制：1, 正激变式拓扑每个周期只有一个电流脉冲（推挽式有两个），较大输出功率时，原边电流会太大；2, 原边电流大，会导致电源/GND噪声和RF干扰等EMC问题增加。——正激式拓扑相对推挽式拓扑需要饱和电流更大的变压器和开关管（MOS管），所以同样输出功率情况下，正激式拓扑的价格更贵，体积更大。

5. 输出电感器设计（如下图L1）：主输出和从输出的电感器都不允许进入不连续工作模式（参考Buck）；

1, 当电感阶梯斜坡电流的阶梯降为0时将出现不连续状态；不连续状态在最小电流Idc等于交流电流dI（纹波电流）值的一半时开始：dI=2*Idc=(Vrk-Vo)*Ton/L1，Vo=Vrk*Ton/T；那么L1=(Vo*T/Ton-Vo)*Ton/(2*Idc)=Vo*(T/Ton-1)*Ton/2Idc；

2, 由于Ton=0.4T，那么L1=0.3Vo*T/Idc；假设最小输出电流Idc为额定输出电流的1/10，那么：L1=3Vo*T/Ion。

双端正激变拓扑使用2个开关管（同时开关），使得关断时每个开关管只承受一倍直流输入电压Vdc，同时关断时也不会出现漏感尖峰；拓扑结构如下图所示。

双端正激变开关电源拓扑有如下特点：

1, 开关管关断时，原边绕组Np上的反向电压与导通时正向电压大致相等（Vdc）；

——根据如上述计算Np上的反向电压理论上略大于正向电压（二极管和MOS管的导通电压），但相对于输入电压较小时，可以忽略。

2, 预留一定安全裕量，使最大导通时间不超过半周期的80%，保证磁心总能成功复位；

——如正激式拓扑所述，为了防止变压器本身个性差异和温度变化所带来的变动。

3, 选择足够大的副边匝数，使Vdc最小时副边电压峰值与最大占空比0.4的乘积等于所输出电压。

双端正激变拓扑电源的Q1和Q2分别串接于变压器原边的顶端和底端，在开关导通和关断时不同节点电压/电流如上图所示。

1, 存储在变压器T1的能量使Np的电压反向（Np异名端电压迅速上升并远大于Vdc），此时所有绕组原/副边的同名端相对异名端为负，整流二极管D3正向偏置，电流从同名端通过D3和L1输入C1滤波电容器和负载；

2, 由于Np同名端和异名端分别通过D1和D2接至GND和Vdc，使得Np同名端钳位于GND，异名端钳位于Vdc；如上所述，Q1和Q2承受的关断电压为Vdc。

所谓交错正激变拓扑就是：两个相同单端正激变拓扑交替工作，其副边电流为通过整流二极管相加。这样可以弥补正激变拓扑相对推挽式拓扑电源转换效率较低的问题，具体结构如下图所示。

交错正激变拓扑优缺点如下：