作者：小小的电子之路

仪表放大器是一种非常特殊的精密差分电压放大器，它的主要特点是采用差分输入、具有很高的输入阻抗和共模抑制比，能够有效放大在共模电压干扰下的信号。本文简单分析一下三运放仪表放大器的放大倍数。

一、放大倍数理论分析

三运放仪表放大器的电路结构如下图所示，可以将整个电路分为两级：第一级为两个同相比例运算电路，第二级为差分运算电路。

1、第一级电路分析

根据运放的虚短可以得到：

同时根据虚断可以得到流经电阻R1、R2、R3的电流近似相等，记为I。

易知

此时可以得到

因此，第一级电路的电压放大倍数

值得注意的是，该放大倍数为差模电压放大倍数。

当输入信号为共模信号时，

因此，流经电阻R3的电流

此时两个运放相当于两个电压跟随器，因此其共模增益为1。

根据上述分析可以得到：

（1）输入端的两个同相比例运算电路可以提高整个电路的输入阻抗；

（2）差模增益可调，共模增益始终为1，提高差模增益可以提高共模抑制比……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5979.html

作者：杨帅锅

在前不久提出一种控制方法基于CONST TOFF 控制的BOOST PFC后，觉得何不引入交错控制，这样可以在更大功率等级的应用上使用，还是很安逸的。于是有了下文：

多模式的好处主要是降低轻负载时的开关频率，同时进入DCM模式工作，虽然没有实现谷底切换，但是低频工作起来效率也还可以。在ON的PFC handbook 手册上里面对比了降频DCM和追求谷底开关的QR模式，其实追求谷底开关带来高频工作其实效率的下降也很明显，因此轻负载的控制最好的方法还是是降频DCM，并在DCM的谷底开关就行了，无需追求CRM工作。可见参考文档的：CHAPTER 5 Current‐Controlled and Valley‐Switching Frequency Foldback Modes。

因此，本控制方法中在轻负载时自动降频工作，在满负载又能过渡到额定频率上以CCM工作，也是大瓦数电源的所能接受的控制方法，比如系统的工作频率在20~66KHZ之间变化，保证了低频又能让满负载的效率达到最佳状态，可以说就很好。可知工作点频率变化的范围与电感量有关系，因此也需要控制两个电感量的差异，不过由于系统可以过渡到CCM，因此即使存在电感量的差异也不会对系统有什么太大的影响，毕竟交错CRM控制对电感量的要求是是工作频率与相位差的矛盾。

系统可见：

AC220V 50HZ LPF 220UH POUT 3200W……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5967.html

作者：嵌入式大杂烩

1、查看文件校验值

在文件进行拷贝或者进行传输的时候，可能有损坏或者被修改的可能，这时候可以查看校验值来确认一下。

比如我们平时工作需要用到其它组给我们提供的一些对接的程序，每次程序运行不符合他们的预期的时候，我们都会对一下两边的md5校验值。

生成文件的校验值的方法有很多种，常用的有md5sum校验、crc校验、sum校验等。

命令分别为……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5961.html

作者：硬件工程师炼成之路

本文讲一讲运放周围电阻的选取，典型问题如下：

如下图：如果我们把运放当作理想的，那么放大电路的增益就是两个电阻的比值，如果要让增益等于2，那么R1和R2分别是2K，1K能达到目的，20K，10K也能达到目的，200K，100K也能达到目的，2Ω，1Ω看着也能达到目的，那么这些阻值都是可以的吗？

电阻大小影响什么？

这个问题以前也没有深究过，虽然大抵知道一些影响因素，估计也是一些片面的因素，正好借这个机会专门查一查下面就是查到的一些内容。

电阻的影响主要有这几个方面：

1、驱动能力与功耗

2、误差

3、稳定性

放大器驱动能力与功耗

显然，电阻越小，功耗越高，放大器的输出电流也是越大的。

如上图的例子，如果R1=2Ω，R2=1Ω，很容算出来，流过反馈电阻的电流是1A，这个电流是从放大器输出来的，显然这个电流太大了，一般的放大器都不会有这么大的驱动能力。

以TI的通用运放LM2904为例，其输出能力如下图：

我上面举例的电路，运放是往外输出电流的，这个电流叫做拉电流(Source)。如果电流是从输出端往运放里面流，那么就是灌电流（sink）。图中的吸电流应该就是拉电流的意思，我找了对应的英文的手册，里面就是source。

总之，这个LM2904运放的最大输出拉电流（source）最小值为10mA（典型值为30mA），所以针对上面的电路，显然，输出电压最大时，输出电流最大。如果采用3.3V供电，那么输出电压不会超过3.3V，所以最大输出电流Imax=3.3V/R1330Ω，即反馈电阻R1至少要大于330Ω……

原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5959.html

作者：硬件微讲堂

上一篇文章讲了MOS管的米勒效应的罪魁祸首--Cgd，并对Cgd的影响做了定量的推导，今天我们再和大家一起聊一聊，如何基于TINA-TI软件进行MOS管米勒效应的仿真。

为了验证MOS管的米勒效应，我们需要简单搭建一个MOS管的基本开关电路，如下图所示。仿真软件依然使用TINA-TI。

说明下，这里仅仅是为了验证米勒效应，电路设计做了简化，没有直流偏置，也没有温度补偿。如果你不方便搭建，也可以在文末获取我这边搭建好的TINA工程原文件。

下一步，设置示波器，如下图。Mode选择“Single”单次出发，Source选择“VF1”，触发边沿选择“上升沿”触发，时间基准设置为“100ns/Div”，其他触发电平和位置也请参考下图。

VF1：MOS管的栅极驱动信号；VF2：MOS管的漏极输出信号。

设置完示波器，我们可以开始抓起波形。先点击“Run”，然后在原理图上点击“开关”按钮，进行触发。一定要按照这个顺序，否则啥也抓不到。

不出意外，示波器会捕捉到如下波形。下图中箭头所指的地方即为米勒效应所产生的米勒平台……

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