前段时间一致在忙于工作的事，本来说打算总结《高速电路设计》，但最近接触的工作都是关于电机控制器的驱动电路，因此打算先把这其中的一些知识点做一个总结。

IGBT驱动电路目前常用于新能源汽车三电当中的电控系统，该电路主要用于驱动三相全桥IGBT模块，而该模块主要用于驱动新能源汽车的三相电机。

退饱和故障也叫短路故障，主要发生在桥臂直通或者母线电压Udc加在了IGBT的无负载回路当中，区别于过流故障，差异会在第二部分进行描述。

IGBT静态特性如上图所示。

（1）图中a为其转移特性，指的是集电极电流Ic与门极电压Uge之间的关系曲线；

（2）当门极电压Uge小于开启电压Uge（th）时，IGBT处于关断状态；

（3）当门极电压Uge大于开启电压Uge（th）时，IGBT开始导通。

（1）图中b为其输出特性，指的是在不同的门极电压Uge之下（即以Uge为参数），集电极电流Ic与集电极电压Uce的关系曲线，分为正向阻断区、饱和区以及有源区；

（2）参照图a，当门极电压Uge小于开启电压Uge（th）时，IGBT处于关断状态，对应的即为图b当中的正向阻断区；

（3）当门极电压Uge大于开启电压Uge（th），此时在同一个门极电压Uge之下，在Ic的大部分范围内，Ic与Uce呈线性关系，且增大Ic并不会使得Uce有很明显的变化，该部分即图中的饱和区；

（4）若在导通状态下，Ic增大到接近或达到最大值，此时会退出饱和区，Uce会显著升高，该部分即图中的有源区；

（5）由于IGBT工作在有源区会使得损耗加剧（因为损耗为Ic与Uce乘积的积分，损耗为工作在饱和区的百倍）甚至损坏，因此，当IGBT工作在开关状态时，一般会让它在正向阻断区和饱和区来回切换（开通瞬间有可能短暂处于有源区）。

区分这两种故障，过流故障一般指的是某种原因引起负载过载，而短路故障（退饱和故障）指的是桥臂直通或Udc加在了开关IGBT的无负载回路中；

对于IGBT驱动感性负载的回路，短路电流Ic存在公式：dIc/dt=Udc/L；过流故障与两类短路故障的区别在于短路回路中的电感量L的大小；

在正常情况下，IGBT导通时工作在饱和区，此处的饱和指的是在该区域内，Uce已降至小于饱和值Ucesat（一般是一个很小的值）；此时若Ic增大到最大值附近（一般为4倍的额定值），Uce将冲破Ucesat，升高到等于母线电压Udc， IGBT退出饱和区而工作在有源区，因此称之为退饱和。

引起退饱和现象的短路故障主要有两类。

上面提到，短路电流存在公式dIc/dt=Udc/L，当发生一类短路时，电感量L较小，Ic迅速飙升至退保和点（如4倍额定值）以上。Uce 在导通瞬间先下降（但未到饱和压降Vcesat）后极速升高到Udc。此时IGBT退出饱和区工作在有源区，发生退饱和现象。

同理，当电感量稍大的时候，dIc/dt相对变小一些，Ic升高的速度稍慢，Uce在导通瞬间会先下降到Vcesat，随着Ic渐渐升至退保和点（如4倍额定值）以上，Uce冲破Ucesat并极速升高到Udc。

一类短路和二类短路的区别在于电感值的不同导致Ic上升速度不一致，一类短路发生速度较快，Uce尚未降至Ucesat便再次升高，而二类短路的Uce则是先降至低于Ucesat再重新升高。

尽管如此，由于二者均发生了退饱和现象，在电流Ic无明显变化之下，退饱和的Uce为饱和区的数百倍，由于损耗是Uce与Ic乘积的积分，需要尽快关断IGBT（一般在10us）。

值得一提的是，由于IGBT开关时，门极电压Uge一般为15V，当发生退饱和故障的时候，由于Ic升高到4倍额定电流以上，此时不能迅速将门极电压Uge降为0从而迅速关断IGBT，而是需要用软关断，缓慢降低门极电压直到正向阻断区，以此将Ic下降到一个较低的值后再进行关断，从而避免IGBT由于大电流之下迅速关断而炸管的现象，由于需要考虑到软关断的时间，因此选择保护电路的饱和阈值时，要比真实的Ucesat要小一些。

过流故障相较于二类短路故障，其电感值L更大，dIc/dt更小，Ic升高速度很慢，导致一个导通周期内Ic均不会升至退饱和点，Uce自然也不会冲破Ucesat.

但是由于电流高于正常工况，即使Uce很小，工作若干个周期之后，当时间慢慢叠加，IGBT损耗也会比较大，因此同样需要防止这种现象发生。

由于退饱和故障的检测依赖于IGBT驱动芯片将Uce与Ucesat进行比较，因此检测过流故障不能用检测退饱和故障的方法，它需要靠电流传感器来获取Ic的绝对数值进行判断。

在实际应用中，一般会在驱动芯片内部设置一个比较电路，典型的IGBT退饱和电路如上图TI的UCC21750驱动芯片DESAT引脚内外电路为例。

（1）如上图所示，比较器的反向输入接的是参考电压Vdesat，同向输入接的是DESAT引脚，且接入一个内部恒流源VDD。

（2）当IGBT处于关断状态，内部MOSFET导通将DESAT引脚拉低，内部恒流源VDD不工作。

（3）当IGBT导通，会经过一段设置好的内部前置消隐时间（此处为200ns），在这段时间里DESAT引脚同样被拉低，经过前置消隐时间后再开始对DESAT引脚的电压进行监视，此时内部MOSFET关断,内部恒流源VDD开始工作，对电容Cblk进行充电。

假设内部电流源VDD的电流恒为Idesat，二极管Dhv的正向电压为Vf，此时引脚DESAT的电压U=Uce+Vf+R*Idesat。Uce的饱和压降Ucesat根据参考电压Vdesat来设定，当Uce=Ucesat时，使得引脚DESAT的电压U=Vdesat。

（4）这样只要Uce升高到Ucesat，对应的U=Vdesat，则判定发生了退饱和故障。比较器会将退饱和故障发生的信号发送到驱动芯片的FAULT引脚，从而关断IGBT，内部MOSET导通，从而释放DESAT引脚的电压U。

（5）若发生了退饱和故障，当IGBT导通，内部恒流源VDD给消隐电容Cblk充电直到DESAT引脚的电压U=Vdesat，因此，检测故障的总消隐时间t=Cblk*Vdesat/Idesat+200ns。

另一种驱动芯片会通过分压电路来抬高Uce，使得真实的Ucesat更大，可设置的电路饱和阈值更大，留有更多的裕量，从而给软关断争取更多的时间，如下图为ROHM的驱动芯片BM6101FV-E2，其退饱和电路对应引脚为SCPIN。

如图为该引脚的典型内外电路。

（1）当IGBT导通，VCC2引脚、OUT引脚以及PROUT引脚两两之间内部的MOSFET关断，VCC2开始给消隐电容Cblank充电；

（2）若到达内部的参考电压VSCDET，则报退饱和故障，关断IGBT，内部两个MOSFET开通，让消隐电容放电；

（3）当IGBT正常关断，内部两个MOSFET同样开通，让消隐电容Cblank放电；

由于电容充电时间公式为t=-RCln（1-V1/V2）：

（1）V1为目标电压，此处为比较器的参考电压VSCDET；

（2）V2为电源电压，此处为VCC2与R1、R2、R3回路在SCPIN引脚处输出的等效电压，由戴维南定理，应为VCC2在R3上的分压VCC2*R3/（R1+R2+R3）；

（3）由戴维南定理，R为VCC2与R1、R2、R3回路在SCPIN引脚处输出的等效电阻：R0=（R2+R1）*R3/（R1+R2+R3）；

（4）C即目标电容的容值Cblank，以及内部的一些寄生电容（此处为27pF）；

（5）将以上数值代入，可得消隐电容Cblank的消隐时间；

（6）再加上芯片内部前置消隐时间（此处为0.65us），可得总消隐时间为：

（7）对应Uce的饱和压降为：（其中Vfd为二极管的正向导通压降）

（8）当R3的电位为VSCDET时，R1的电位为VSCDET*（R1+R2+R3）/R3，因此，供电的VCC2必须满足大于该电位，才有对消隐电容充电至参考电压VSCDET的能力。

与UCC21750不同，该芯片无内部恒流源，需要在外接电源给消隐电容充电；此外，这种外部电路用到电阻分压抬高了，只要使分压电阻R2变大，Uce的实际饱和压降Ucesat便会变大，使得可设置的电路饱和阈值更大些，也可以使得Ucesat距离设置的电路饱和阈值更远，留有更多的裕量，给软关断争取更多的时间。

此外还有一种驱动芯片会设计多级监控，防止退饱和误操作，如图为英飞凌的驱动芯片1EDI2002AS，其退饱和电路对应引脚为DESAT。

如下图为该芯片DESAT引脚的内外典型电路。

该芯片的外部电路与UCC21750类似。

（1）当IGBT导通，会先经过一段内部的前置消隐时间t1，该时间可通过软件在寄存器SDESAT中配置，在前置消隐时间中，DESAT引脚被连在它与GND2引脚之间的MOS管拉低；

（2）经过t1这段时间后，MOS管被关断，DESAT引脚的电压开始被监控且与参考电压Vref比较，退饱和故障检测功能开启，内置电源Vcc2通过其上拉电阻对消隐电容开始充电，之后的原理同驱动芯片UCC21750；

（1）该芯片的退饱和机制与UCC21750基本一致，且外电路结构大致相同；

（2）该芯片同样设有分压器，只是它放在了芯片内部，且能够通过软件控制分压器的电阻参数；

（3）该芯片在芯片内部设有一个开启多级监控的MOS管，当MOS管打开时，退饱和保护的动作会被监控和自检，具体机制可以搜索该芯片的器件手册。