按照此电路进行配置，即可。 值得注意的是，本电路的输出电压为12V，其相关的电路参数设计也都是基于400V->12V的配置进行设计的。若要改变电路的输入输出值，则以下电路参数需要进行相关的改变：

相关的Python代码稍后奉上，代码将运行两次：

设计原理： TL431的反馈回路的设计

参考文档

图中的Vref规定了直流静态工作点，也即，如果需要得到不同的输出电压，则应当保证在稳态的时候，Rx的分压应当处在Vref附近。 红色框内为modulator， G m ( s ) G_m(s) Gm​(s)；蓝色框内为compensator， G c ( s ) G_c(s) Gc​(s)。 G l p ( s ) = V o u t ( s ) V r ( s ) = G c ( s ) G m ( s ) G_lp(s) = \frac{V_{out}(s)}{V_r(s)} = G_c(s)G_m(s) Gl​p(s)=Vr​(s)Vout​(s)​=Gc​(s)Gm​(s) or G l p ( w ) = V o u t ( w ) V r ( w ) = G c ( w ) G m ( w ) G_lp(w) = \frac{V_{out}(w)}{V_r(w)} = G_c(w)G_m(w) Gl​p(w)=Vr​(w)Vout​(w)​=Gc​(w)Gm​(w) G m ( w ) = F B O / F B C G_m(w) = FBO / FBC Gm​(w)=FBO/FBC G c ( w ) = F B C / F B R G_c(w) = FBC / FBR Gc​(w)=FBC/FBR 如果只考虑光耦器件的电流传输比CTR(Current Transfer Rate)，则推导出来的补偿网络表达式为： G c ( s ) = R 1 C 1 s + 1 s R 3 R 2 C 1 R 4 C T R = s 1 / R 1 C 1 + 1 s / w 1 G_c(s) = \frac{R_1C_1s+1}{\frac{sR_3R_2C_1}{R_4CTR}} = \frac{\frac{s}{1/R_1C_1}+1}{s/w_1} Gc​(s)=R4​CTRsR3​R2​C1​​R1​C1​s+1​=s/w1​1/R1​C1​s​+1​ 但是，光耦器件并不能只用一个电流传输比表示，它另外一个典型的特征是他的通频带较低，一般认为是10k Hz。所以，它实际上还附带了一个低通滤波器的效果，滤波器的带宽为10k Hz。所以要在表达式上另外加一项 1 s w o p t o + 1 \frac{1}{\frac{s}{w_{opto}}+1} wopto​s​+11​，其中 w o p t o = 2 π ∗ 10 k H z w_{opto} = 2\pi*10kHz wopto​=2π∗10kHz。故，完整的补偿器的表达式为 G c ( s ) = s 1 / R 1 C 1 + 1 s / w 1 ( s w o p t o + 1 ) G_c(s) = \frac{\frac{s}{1/R_1C_1}+1}{s/w_1(\frac{s}{w_{opto}}+1)} Gc​(s)=s/w1​(wopto​s​+1)1/R1​C1​s​+1​

测量 G m G_m Gm​； C 1 C_1 C1​初始值设定为 0.1   1 u F 0.1 ~ 1uF 0.1 1uF(the feedback loop must be stable)

G m G_m Gm​ measurement with output voltage not in regulation.

Determine initial Gc(w) based on Gm(w) measurement： 最小开关频率规定为70k Hz，则根据经验，穿越频率(crossover frequency)应当低于其1/5，也即7k Hz。 根据测量出的Gm，我们将穿越频率选取为100Hz。（这样做有一个好处，100Hz处的相位基本稳定在0度，所以相位裕度为90度） 因此，设计Gc使得穿越频率为100Hz，选取为100Hz并不是最终的状态，而是为了接下来的调试步骤更加稳定可靠。这一步是为了再次测量Gm，此时电压处在regulation的状态。（对比第二步）

Re-measurement of Gm(w). 渐渐增大输入电压，直到达到期望的输入输出工况。

根据第四步的测量结果，再次设计Gc。To achieve the crossover frequency of 7 kHz with a minimum 45° phase margin

总体来说，基于UCC25600的LLC设计是一个反复试验的过程。需要结合modulator的硬件测试与compensator的理论计算。 如果能够通过软件扫频得到Gm的bode图？

软起动时序

SS 引脚同时也是芯片的ON/OFF引脚，当Vss低于1V的时候, the device is disabled.

当开始启动的时候，如果SS引脚的电压低于1.2V，此时它的输出电流为175uA。因此，上图中的延时 t s s , d e l a y = 1.2 V 175 u A C s s t_{ss, delay} = \frac{1.2V}{175uA}C_{ss} tss,delay​=175uA1.2V​Css​

当SS引脚的电压高于1.2V时，此时驱动信号的频率由SS pin的电压和RT引脚的电流共同决定。

f s = 1 2 1 6 n s ∗ 1 A I R T + ( 1.81 m A − V s s / 2.2 k Ω ) + 150 n s f_s = \frac{1}{2}\frac{1}{\frac{6ns*1A}{I_{RT}+(1.81mA - V_{ss}/2.2k\Omega)}+150ns} fs​=21​IRT​+(1.81mA−Vss​/2.2kΩ)6ns∗1A​+150ns1​

当SS引脚的电压达到4V的时候，输出频率由 I R T I_{RT} IRT​决定。因此，软起动时间为 t s s = 2.8 V 5 u A C s s t_{ss} = \frac{2.8V}{5uA}C_{ss} tss​=5uA2.8V​Css​

To ensure reliable operation, the gate drivers restart with GD2 turning high. This prevents uncertainty during system start up.